反激電源及變壓器的最大占空比實現(xiàn)

在開關(guān)電源當(dāng)中，占空比發(fā)揮著重要的作用，它起著調(diào)整開關(guān)管導(dǎo)通時間的作用，占空比的值越高，就意味著輸出電壓越高。占空比在反激電路的設(shè)計當(dāng)中也同樣適用，接下來，就將為大家介紹一種產(chǎn)生最大占空比的反激電路設(shè)計，以及變壓器參數(shù)的確定。摸索出了適用于各種PWM芯片的高頻反激直流電路算法。

PWM控制器的選擇

電路設(shè)計當(dāng)中，幾種常見的高頻反激式電源集成控制器有兩種類型，單芯片式和雙芯片式。很多生產(chǎn)商都根據(jù)自己的 IC原理編制了電路的設(shè)計程式，這些程式都是針對芯片的特有參數(shù)設(shè)計的，從原理上都能相互解釋 ，但卻不能通用。對比這些計算程式可以得出：選擇 PWM控制器的IC時應(yīng)考慮不同控制 IC的不同參數(shù)，諸如功率控制等級、電流或電壓控制模式、頻率的要求;不論選用何種驅(qū)動芯片，影響變壓器設(shè)計的主要參數(shù)只是頻率及控制的最大占空比，其它參數(shù)對外部主電路計算的影響可忽略不計;可以在此基礎(chǔ)上找到一種符合反激式電路原理并適合不同 PWM芯片的電路設(shè)計方法。

Flyback反激電路原理分析

首先從反激式開關(guān)電源的基本原理圖開始，如圖1所示，輸入電源首先經(jīng)過EMC電路濾除差摸及共模干擾，并對交流輸入進(jìn)行整流。 PWM芯片決定MOSFET的導(dǎo)通與截止。在 MOSFET導(dǎo)通期內(nèi)，能量儲存在勵磁電感中，次級整流管是截止的，變壓器為空載工作;在 MOSFET截止期內(nèi)變壓器勵磁電感中的儲能釋放，轉(zhuǎn)變成感應(yīng)電勢傳送到次級，經(jīng)過整流和濾波后輸出直流電壓。

圖 1高頻反激式電源基本原理

若初級電流經(jīng)過磁化電感區(qū)后降至零，即為不連續(xù)導(dǎo)通模式;若磁化電流未降至零，則為連續(xù)導(dǎo)通模式。反激電路工作于連續(xù)模式時，其變壓器磁心的利用率會顯著下降，所以無特殊情況應(yīng)避免使用。

PWM集成芯片通常接收電流負(fù)載最大的輸出電路反饋信號，由此來調(diào)節(jié) MOSFET的占空比。如果輸出的負(fù)載增大，則 PWM脈沖控制的導(dǎo)通時間增長，流過初級線圈的電流線性上升，電流峰值增大，變壓器儲能增加，從而可提高次級帶負(fù)載能力。開關(guān)管和輸出整流管的振鈴可引起高頻 EMI或者環(huán)路不穩(wěn)，解決的辦法通常是加吸收電路。

基于最大導(dǎo)通時間計算方法的推導(dǎo)

高頻反激開關(guān)電源的變壓器實質(zhì)上是一個耦合電感，其設(shè)計中的相互制約因素很多。在計算過程中 MOSFET與變壓器的鐵心可根據(jù)設(shè)計者的需要在一定范圍內(nèi)選擇，本文主張從控制最大占空比參數(shù)入手。PWM控制芯片一旦選定，其工作頻率與最大占空比也就確定了下來，若超出最大占空比，電源很容易進(jìn)入非正常工作模式。已知的參數(shù)

由設(shè)計人員根據(jù)用戶需求確定的參數(shù)包括：最大輸入電壓 Uinmax、最小輸入電壓 Uin min、各路輸出電壓 Uo1、Uo2?Uon、各路輸出電流(最大值)Io1、Io2?Ion、最大輸出的功率總和 Pomax。

由設(shè)計人員選擇的 PWM芯片決定的參數(shù)包括：開關(guān)頻率 fsw、MOS管最大導(dǎo)通時間 Tonmax、最大占空比 Donmax。

根據(jù)電路特點和設(shè)計經(jīng)驗估計的參數(shù)包括：變壓器效率η、變壓器勵磁電感系數(shù) Klk。

變壓器的漏感很小，一般可假定 Klk=0.95(漏感為初級電感的 5%)。反激時勵磁電感中的儲能乘以開關(guān)電源效率，即為輸出功率，反激式電源效率η一般為 0.7～0.8，這里設(shè)η=0.75。

簡化計算的假設(shè)

圖2 示出反激電源拓?fù)?/strong>電路。

圖中Lm：勵磁電感、Llk1：初級漏感、Llk2：次級漏感。

假定：若磁芯帶有空氣隙，其磁導(dǎo)G 遠(yuǎn)小于鐵氧體，所以在計算磁路磁導(dǎo)時忽略鐵氧體的磁導(dǎo)，而只計空氣隙的磁導(dǎo);由于高頻變壓器線圈匝數(shù)一般很少，可以忽略變壓器線圈電阻，因此在MOS管導(dǎo)通期內(nèi)變壓器初級電流呈線性上升;在任何時候磁芯都無磁通飽和，即應(yīng)選取飽和磁通密度高，且有足夠大的磁路截面積的磁芯;反激設(shè)計合理，在最小電壓輸入最大功率輸出時，初級線圈處于臨界連續(xù)模式，MOSFET導(dǎo)通瞬間有電流I=0，MOSFET關(guān)斷時有變壓器初級峰值電流Ipk。

勵磁電感的推導(dǎo)

若選定芯片最大導(dǎo)通占空比為Don max，則MOSFET 最大導(dǎo)通時間：

假定Klk=0.95，η=0.75，則一個周期內(nèi)變壓器儲存并釋放的總能量：

同時，能量來自MOSFET 導(dǎo)通時段初級線圈儲能：

勵磁電感Lm=Klk=Lp。

反激電壓Uf 的確定及MOS 管的選取

圖3 示出反激電源工作時MOSFET 漏-源極電壓uds 波形

假設(shè)濾波電容足夠大，在拓?fù)潆娐贩醇み^程中，勵磁電感放電電流iLm 也是線性變化，如圖4 所示。

圖4 Ilm與Uds的關(guān)系

MOSFET 關(guān)斷時電壓均值等于輸入電壓與變壓器反激電壓之和。由圖4可見，MOSFET 關(guān)斷時有一個尖峰噪聲電壓，該噪聲電壓和泄放回路的設(shè)計、MOS 管的關(guān)斷速度這兩個因素有關(guān)。設(shè)計Uf 時必須考慮變壓器飽和磁通密度、MOS 管的耐壓值、PWM芯片的最大導(dǎo)通時間。如圖4 所示，若tint=0，電源工作在臨界連續(xù)模式。tint 階段變壓器無電能傳遞，所以理論上Uf 應(yīng)盡量小。如果Uf 設(shè)計合理，則在最小輸入電壓及最大功率輸出時tint=0，電源工作在臨界連續(xù)模式。此時：

由此式可估計出Uf。選取MOS 管耐壓應(yīng)超過峰值電壓，電流額定值大于Ipk，導(dǎo)通時電阻越小越好。變壓器參數(shù)的確定

初次級匝比的計算：

式中Udiode———次級高頻整流管的通態(tài)壓降

可由AwAe 法求出所需的變壓器鐵芯：

式中Aw———磁芯窗口面積，cm2 Ipk———初級峰值電流，A;

Ae ———磁芯截面積，cm2 Lp———初級電感量，μH;

Bw———磁芯工作磁感應(yīng)強(qiáng)度，T;

Ko———窗口有效使用系數(shù)，根據(jù)安規(guī)的要求和輸出路數(shù)決定，一般為0.2～0.4;

Kj———電流密度系數(shù)，一般取395A/cm2;

根據(jù)求得的AwAe 值選擇合適的磁芯，一般盡量選擇窗口長寬比較大的磁芯，這樣磁芯的窗口有效使用系數(shù)較高，同時可以減小漏感。

初次級匝數(shù)及氣隙計算

適當(dāng)加大氣隙，可適當(dāng)減小需求的初級電感量，防止鐵芯飽和。但氣隙越大，漏感也越大。由于：

式中l(wèi)g———?dú)庀堕L度Np———初級匝數(shù)。

至此，高頻反激電源變壓器部分設(shè)計推導(dǎo)結(jié)束。

計算舉例

用TNY2634 制作開關(guān)電源，輸入直流電壓20～28V，要求開關(guān)電源輸出直流電壓12V，輸出功率6W，變壓器效率假定0.95，電源開關(guān)頻率為130 kHz，最大占空比為0.5。由式(4)得初級電感值Lp=57.8!H，由式(9)得反激電壓Uf=20V。選定次級高頻整流管的通態(tài)壓降Udiode=0.7V，由式(10)得Np /Ns=1.575。假定選用鐵氧體磁路截面積為11×10- 6m2， 空氣隙長度為(0.17×2)×10- 3m。由式(13)得初、次級線圈匝數(shù)Np =37.7 匝;由式(14)得次級線圈匝數(shù)Ns=24 匝。

本篇文章對計算比較困難的新手來說很有幫助。主要對反激式電壓的公式進(jìn)行了確定。并且根據(jù)MOS管的最大通導(dǎo)時間進(jìn)行了各種算法的實際計算。從本篇文章當(dāng)中可以看出，如果要完成一個完整的電路，需要解決EMC、泄放回路的計算、輸出濾波設(shè)計等一系列的問題。電源設(shè)計還有很多知識值得我們繼續(xù)學(xué)習(xí)。