基于直流電壓前饋控制數(shù)字逆變電源設(shè)計與實現(xiàn)

　　1 引言

　　逆變電源一般采用瞬時反饋控制技術(shù)來提高逆變電源的動態(tài)響應速度，減少輸出電壓的諧波含量，改善輸出電壓波形的質(zhì)量。常見的逆變電源控制技術(shù)，有重復控制、諧波補償控制、無差拍控制、電壓瞬時值控制和帶電流內(nèi)環(huán)的電壓瞬時值控制等類型。其中，帶電流內(nèi)環(huán)電壓瞬時值環(huán)路的雙環(huán)控制方法因?qū)崿F(xiàn)簡單，系統(tǒng)動態(tài)性能優(yōu)越和對負載的適應性強等優(yōu)點，而逐漸成為高性能逆變電源的發(fā)展方向之一。但傳統(tǒng)控制方法是基于逆變電源直流側(cè)輸入電壓為無脈動直流電壓的假定，而實際逆變電源，存在因電網(wǎng)電壓波動或負載突變而導致直流側(cè)電壓波動的現(xiàn)象。直流輸入電壓波動會引起逆變器開環(huán)增益波動，進而影響輸出電壓質(zhì)量。在傳統(tǒng)雙環(huán)控制的基礎(chǔ)上，增加輸出電壓有效值反饋環(huán)的三環(huán)控制策略，在一定程度上消除了直流輸入電壓波動導致的輸出電壓穩(wěn)態(tài)誤差，但有效值環(huán)對輸出電壓變化的響應速度較慢，控制過程復雜。

　　此外，正弦脈寬調(diào)制逆變電源開關(guān)管工作在硬開關(guān)狀態(tài)下，將產(chǎn)生大量的高次諧波，使變換器及負載的損耗加大，設(shè)備使用壽命降低，甚至可能引發(fā)并聯(lián)或串聯(lián)諧振，損壞電氣設(shè)備以及干擾通信線路的正常工作。軟開關(guān)技術(shù)是克服以上缺陷的有效方法之一。采用HPWM調(diào)制可實現(xiàn)ZVS軟開關(guān)技術(shù)，在不增加硬件和改變變換器拓撲的前提下，可利用現(xiàn)有元器件和開關(guān)管的寄生參數(shù)，創(chuàng)造逆變橋開關(guān)管ZVS軟開關(guān)條件，從而最大限度地實現(xiàn)ZVS。

　　本文針對直流側(cè)電壓擾動時雙環(huán)控制逆變電源的輸出電壓波形發(fā)生畸變、幅值發(fā)生變化的現(xiàn)象，提出了通過輸入電壓前饋控制環(huán)來修正基準正弦信號的幅值，從而改善逆變電源輸出電壓質(zhì)量的三環(huán)控制方法。同時，借助于DSP強大的運算能力和豐富的外設(shè)，實現(xiàn)HPWM逆變電源的數(shù)字控制，從而簡化了硬件電路。仿真結(jié)果表明，本文所提出的控制策略簡單實用，可有效地提高逆變電源在直流輸入電壓擾動下的動態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)精度，并降低了輸出電壓的總諧波。

　　2 逆變電源系統(tǒng)建模

　　單相全橋逆變電源的主電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，直流輸入電壓Ud經(jīng)逆變橋后得到脈沖輸出電壓Ui，再經(jīng)LC濾波后得到正弦輸出電壓Uo。

　　由逆變橋平均值模型可知：當三角載波頻率fc遠高于輸出正弦波基頻f時，逆變橋輸出電壓Ui在一個載波周期Tc的平均值 ，可近似看成輸出電壓基波分量的瞬時值Ui1，即

　　式中：Ud為直流輸入電壓;UCm為三角載波幅值。令kPWM=Ud/UCm表示正弦調(diào)制信號經(jīng)過逆變橋的增益，因Ud變化而引起的kPWM變化定義為干擾變量。基于電壓瞬時值外環(huán)和電容電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制系統(tǒng)如圖2所示。電壓瞬時值外環(huán)采用PI調(diào)節(jié)，電容電流內(nèi)環(huán)采用P調(diào)節(jié)。開關(guān)頻率為20kHz，根據(jù)轉(zhuǎn)折頻率ωn1=ωc/10、阻尼系數(shù)ξ=0.3，可得輸出濾波器參數(shù)[3]為：L=670μH、C=47μF?？刂破鞯姆抡鎱?shù)為：Kv=0.0015，Ki=0.05，kvp=0.098，kvi=350，kip=20。

　　圖2 逆變電源雙環(huán)控制框圖

　　考慮逆變電源對輸入電壓擾動的瞬態(tài)響應性能，令Uref=0,io=Uo/R，則可得出輸出電壓Uo對直流電壓擾動Δu的傳遞函數(shù)：

　　由式(2)可知，系統(tǒng)對直流輸入電壓階躍響應的調(diào)節(jié)時間Ts為5ms。因此，當逆變電源輸出電壓頻率為400Hz時，系統(tǒng)的調(diào)節(jié)時間持續(xù)兩個正弦周期，但因響應峰值較小，對輸出電壓波形不會造成明顯影響。而當逆變電源輸出電壓頻率為50Hz時，響應峰值集中出現(xiàn)在1/4正弦周期內(nèi)，使輸出電壓波形出現(xiàn)失真。

　　3 直流電壓前饋控制原理

　　由以上分析可知，雙環(huán)反饋控制逆變器，對直流輸入電壓變化的調(diào)節(jié)有一定的滯后性和穩(wěn)態(tài)誤差。為此，本文提出用輸入電壓前饋環(huán)實時檢測直流輸入電壓，對逆變橋增益kPWM進行補償，抵消直流輸入電壓Ud波動對逆變電源的影響。因此，在傳統(tǒng)雙環(huán)控制系統(tǒng)中，額定直流輸入電壓U*d除以采樣得到的直流輸入電壓Ud，再與經(jīng)雙環(huán)校正的正弦信號ugm相乘后得到調(diào)制信號u′gm，將其送入PWM發(fā)生器，如圖3所示。

　　圖3 逆變電源直流電壓前饋控制原理圖

　　將調(diào)制信號ugm(t)=U′gmsinωt代入(1)式中可得：

　　其中：m′=U′gm/UCm即為補償后的調(diào)制比。為了保證直流電壓的利用率，系統(tǒng)需要保持很高的調(diào)制度，即m接近于1，也即Ugm接近于UCm。

　　4 HPWM調(diào)制原理

　　混合式脈寬調(diào)制方式(HPWM)實質(zhì)為單極性SPWM調(diào)制方式，其工作時每半個輸出電壓周期切換，即同一個橋臂的開關(guān)管，在前半個工頻周期內(nèi)工作在低頻，而后半個工頻周期內(nèi)工作在高頻，從而克服傳統(tǒng)單極性控制方式下，總是一個橋臂工作的開關(guān)管同時工作在高頻狀態(tài)的缺陷，提高了開關(guān)管的使用壽命和系統(tǒng)可靠性。

　　逆變電源工作在HPWM軟開關(guān)方式下的輸出電壓，在一個開關(guān)周期內(nèi)有12種工作狀態(tài)?；谳敵鲭妷赫摪胫芄ぷ鳡顟B(tài)的對稱性，以輸出電壓正半周期為例，分析單相全橋逆變電源一個開關(guān)周期內(nèi)的6種工作模態(tài)，如圖4所示。

　　圖4 HPWM逆變電源工作模態(tài)圖

　　從t0到t1時刻逆變電源工作在模式A狀態(tài)下。開關(guān)管S1和S4導通，電路為正電壓輸出模式，濾波電感電流線性增加，直到t1時刻S1關(guān)斷為止。

　　從t1到t2時刻逆變電源工作在模式B狀態(tài)下。在t1時刻，S1關(guān)斷，濾波電感電流從S1中轉(zhuǎn)移到C1和C3支路，給C1充電的同時給C3放電。由于C1、C3的存在，S1工作在零電壓關(guān)斷狀態(tài)下。由于該狀態(tài)持續(xù)時間很短，可以認為濾波電感電流近似不變，等效為恒流源，則C1兩端電壓線性上升，C3兩端電壓線性下降。到t2時刻，C3電壓下降到零，S3的體二極管D3自然導通，電路模式B工作結(jié)束。

　　從t2到t3時刻逆變電源工作在模式C狀態(tài)下。 D3導通后開通S3，所以S3為零電壓開通。此時電流由D3向S3轉(zhuǎn)移，S3工作于同步整流狀態(tài)。電流由S3流過，使電路處于零態(tài)續(xù)流狀態(tài)，電感電流線性減小，直到t3時刻減小到零。在此期間，要保證S3實現(xiàn)ZVS，則S1關(guān)斷和S3開通之間需要死區(qū)時間tdead1，并且滿足以下要求：

　　從t3到t4時刻逆變電源工作在模式D狀態(tài)下。在此模式下濾波電感Lf兩端電壓為-U0，電感電流開始由零向負方向增加，電路處于零態(tài)儲能狀態(tài)，S3中的電流也相應由零正向增加，到t4時刻S3關(guān)斷，結(jié)束D模式。

　　從t4到t5時刻逆變電源工作在模式E狀態(tài)下。此模式狀態(tài)與模式A近似，S3關(guān)斷，C3充電C1放電，同理S3為零電壓關(guān)斷。t5時刻，C1的電壓降到零，二極管D1自然導通，進入下一電路模式F，

　　從t5到t6時刻，在D1導通后，開通S1，則S1為零電壓開通。電流由D1向S1轉(zhuǎn)移，S1工作于同步整流狀態(tài)，電路處于正電壓輸出狀態(tài)回饋模式，電感電流負向減小，直到減小到零。之后，輸入電壓正向輸出給電感儲能，回到初始模式A，開始下一開關(guān)周期。同理，要保證S1零電壓開通，則S3關(guān)斷和S1開通之間需要死區(qū)時間tdead2，同時滿足：tdead2>2CeffUd/I0，需要注意的是一般有I1>I0，因此得出tdead2>tdead1。

　　5 仿真實驗結(jié)果分析

　　利用Matlab/Simulink對本文設(shè)計的逆變電源電路進行了仿真驗證，并采用上述原理，研制了實驗樣機以驗證方案可行性。參數(shù)如下：直流輸入電壓Ud為400V±20%，額定輸出電壓Uo幅值為310V，輸出功率1kVA，三角調(diào)制波頻率為10kHz，幅值為1V，調(diào)制比0.8，THD 。

　　圖10為當輸出50Hz交流時，Ud波動的情況下，傳統(tǒng)雙環(huán)控制逆變電源和本文研究的逆變電源的輸出電壓波形。由圖10可以看出，傳統(tǒng)雙環(huán)控制，因控制器調(diào)節(jié)較慢而導致輸出電壓波形失真，而本文研究的逆變電源輸出電壓波形保持良好，明顯提高了系統(tǒng)對直流輸入電壓擾動的瞬態(tài)響應性能。

　　(a)

　　(b)

　　圖5 直流電壓波動后的輸出電壓波形：(a) 傳統(tǒng)雙環(huán)控制;(b) 前饋電壓控制

　　實驗測得開關(guān)管1和開關(guān)管4的驅(qū)動波形如圖6所示。由圖可以看出，開關(guān)管工作在HPWM調(diào)制方式

　　阻性半載下輸出電壓波形如圖7所示，阻性滿載下輸出電壓波形如圖8所示。由圖7和圖8可以看出，負載從半載到滿載變化時，輸出電壓的失真度較小，輸出電壓的幅值變化不大，系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)壓輸出。

　　圖7 阻性半載下輸出電壓波形

　　圖8 阻性滿載下輸出電壓波形

　　6 結(jié)論

　　在深入分析傳統(tǒng)雙環(huán)控制逆變電源對直流輸入電壓擾動響應性能的基礎(chǔ)上，提出了利用輸入電壓前饋控制環(huán)來消除直流輸入電壓波動對逆變電源性能的影響。本文利用DSP芯片的強大功能，實現(xiàn)了數(shù)字式HPWM逆變電源的設(shè)計，采用HPWM的控制方式以不對稱規(guī)則采樣法，有效地抑制了系統(tǒng)的諧波分量;同時4個開關(guān)管分別實現(xiàn)了軟開關(guān)控制，降低了開關(guān)損耗，提高了電路效率。仿真實驗結(jié)果證明，加輸入電壓前饋補償環(huán)的逆變電源對直流輸入電壓擾動有很好的靜態(tài)和動態(tài)性能。