基于FAN6754A在PWM反激式開關(guān)電源應(yīng)用設(shè)計(jì)

作者：時(shí)間：2016-12-08 來源：網(wǎng)絡(luò)

英飛凌汽車電子生態(tài)圈
- 掃碼關(guān)注
  獲取最新最全汽車電子
  技術(shù)方案與實(shí)用技巧

　　本文介紹了新款峰值電流型PWM控制芯片F(xiàn)AN6754A的工作特性和原理，分析了反激式開關(guān)電源的設(shè)計(jì)原理以及工作過程。針對(duì)次級(jí)電路結(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)了一種新型反激式開關(guān)穩(wěn)壓電源。著重介紹了反激式開關(guān)電源的變壓器設(shè)計(jì)過程，包括電感值的計(jì)算、磁芯的選擇、繞組匝數(shù)的確定以及氣隙等。利用三端穩(wěn)壓器TL431配合FAN6754A實(shí)現(xiàn)了對(duì)電源電壓的控制和穩(wěn)壓輸出，采用光耦器件實(shí)現(xiàn)了輸入/輸出的隔離和反饋。并在電源電路中加入了熱敏電阻以及過壓、過流保護(hù)等保護(hù)措施。實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果表明：所設(shè)計(jì)的電源效率接近89%、穩(wěn)壓性能優(yōu)良、紋波小、電壓調(diào)整率、負(fù)載調(diào)整率高等優(yōu)點(diǎn)。

本文引用地址：http://butianyuan.cn/article/201612/327634.htm

　　不論在成本還是在技術(shù)方面，反激式拓?fù)涠家驯蛔C明是一種有效的解決方案，在筆記本電腦的AC-DC適配器和充電器中用PWM功率轉(zhuǎn)換來實(shí)現(xiàn)。這里本文設(shè)計(jì)了一種采用FAN6754A控制芯片應(yīng)用于65W/19V筆記本電源適配器的新型反激式開關(guān)電源。

　　FAN6754A概述

　　FAN6754A是飛兆半導(dǎo)體(Fairchild)公司一款高度集成的用于通用開關(guān)電源和包括電源適配器在內(nèi)的反激式綠色PWM控制器，可滿足目前嚴(yán)苛的國(guó)際節(jié)能規(guī)范要求， FAN6754A可提供高啟動(dòng)電壓，將輕負(fù)載下的能效?提高25%.內(nèi)置8ms軟啟動(dòng)電路可大大減少M(fèi)OSFET啟動(dòng)時(shí)的電流尖峰和輸出電壓過沖現(xiàn)象。 FAN6754A能降低EMI多達(dá)5-10dB的抖頻功能，此外，F(xiàn)AN6754A加入了數(shù)項(xiàng)設(shè)計(jì)功能，能夠降低總體功耗，例如專有綠色模式功能，提供關(guān)斷時(shí)間調(diào)制以連續(xù)減低輕負(fù)載條件下的開關(guān)頻率。

　　FAN6754A內(nèi)置了多種穩(wěn)健、精確的保護(hù)功能，以保護(hù)電源避免故障，完全無(wú)需增添外部組件或電路，如過低電壓保護(hù)、欠壓鎖定(UVLO)、過壓保護(hù)(OVP)、過載保護(hù)(OLP)和過溫保護(hù)(OTP)、過流保護(hù)(OCP) 和過流限制(OCL)。VDD過壓保護(hù)(OVP)功能可防止反饋環(huán)路開環(huán)等異常狀況造成的損害。當(dāng)VDD因異常狀況超過24V時(shí)，PWM輸出將會(huì)關(guān)斷。欠壓鎖定(UVLO)電路有兩個(gè)閾值，即導(dǎo)通和關(guān)斷閾值，分別內(nèi)固定為17V和10V.這里的UVLO具有兩段式的關(guān)斷閾值，控制器的保護(hù)動(dòng)作時(shí)，VDD電壓下降到UVLO的關(guān)斷閾值10V之下，PWM輸出將被停止。但VDD此時(shí)不會(huì)馬上重新上升，會(huì)繼續(xù)下降到完全關(guān)斷電壓點(diǎn)6.5V之后，VDD才會(huì)重新上升到啟動(dòng)電壓點(diǎn)，PWM控制器便會(huì)重新輸出脈沖，這種機(jī)制使電源在輸出短路或開環(huán)等異常情況下，平均輸入功率可以被大大降低，不會(huì)發(fā)生電源過熱的現(xiàn)象。不同于以往的PWM控制器，F(xiàn)AN6754A的HV4引腳還能執(zhí)行AC欠壓保護(hù)功能。采用一個(gè)快速二極管和啟動(dòng)電阻來對(duì)AC線電壓進(jìn)行采樣(每180μS一次采樣，脈寬20μS)，每一個(gè)采樣周期峰值都被更新并存儲(chǔ)在寄存器中，這個(gè)峰值可用于欠壓和電流級(jí)限制調(diào)節(jié)。當(dāng)HV引腳上的電壓低于欠壓電壓時(shí)，PWM 輸出關(guān)斷。此外， HV 引腳能夠進(jìn)行限流值調(diào)整，縮小整個(gè)AC 電壓范圍上的過流保護(hù)容限。

　　反激式開關(guān)電源的設(shè)計(jì)

　　電源主電路采用單端反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，開機(jī)后，220V市電經(jīng)過EMI濾波器、整流橋BD和濾波電容后，轉(zhuǎn)化為約310V的直流電;220V市電的通過啟動(dòng)電阻R7觸發(fā)芯片內(nèi)部的恒流源對(duì)VDD電容充電，當(dāng)VDD達(dá)到導(dǎo)通門檻電壓后，F(xiàn)AN6754A輸出脈沖，電源開始工作，此后芯片由輔助繞組供電，電壓維持在17V左右。主開關(guān)管開通后，次級(jí)Q3 處于斷態(tài)，原邊N1繞組的電流線性增長(zhǎng)，電感儲(chǔ)能增加;開關(guān)管關(guān)斷后，N1繞組的電流被切斷，變壓器中的磁場(chǎng)能量通過副邊繞組和Q3向輸出端釋放。 FAN6754A 8腳產(chǎn)生的PWM脈沖輸出，推動(dòng)開關(guān)管的導(dǎo)通和截止，通過高頻變壓器將電壓輸出到次級(jí)繞組上，高頻方波脈沖電壓再經(jīng)整流濾波變成直流電壓輸出。反饋繞組取得的輸出電壓經(jīng)過分壓、采樣后輸入誤差放大器，與基準(zhǔn)電壓比較產(chǎn)生控制電壓，即輸出脈寬，實(shí)現(xiàn)了穩(wěn)壓作用.本文設(shè)計(jì)要求：輸入交流 90V~264V,一路為電源輸出19V/3.42A,一路給PWM控制器供電17V/1.5mA;輸出均無(wú)后級(jí)線性調(diào)整器，頻率65kHz，隨著輸入電壓的變化能自動(dòng)調(diào)節(jié)PWM輸出來保證輸出電壓的穩(wěn)定，總輸出功率65W，效率為80%。設(shè)計(jì)如下圖所示。

　　根據(jù)設(shè)計(jì)要求當(dāng)HV 啟動(dòng)時(shí)輸入直流電壓典型值104V(相當(dāng)于交流80.6V)時(shí)電源起動(dòng)，驅(qū)動(dòng)HV 電流為最小2.0mA,典型電流為3.5mA, 根據(jù)輸入電壓范圍及HV 內(nèi)阻為1.62K,考慮取裕量選定一個(gè)1N4007 和200K 高壓電阻。另外，為兼顧開機(jī)啟動(dòng)時(shí)間和VDD 供電能力，采用了兩個(gè)電解電容，中間用二極管隔開的供電線路，開機(jī)時(shí)，市電通過HV 腳只對(duì)靠近IC 的第一個(gè)電容充電，I C 快速啟動(dòng)后，二級(jí)管導(dǎo)通，兩個(gè)電容一起給IC 供電。電源正常模式開關(guān)頻率為65KHz，在具體設(shè)計(jì)中選定Rt=5.6K，Ct=1nF。

　　反激變換器要求輸入交流電壓為90V~264V能夠正常使用，最大輸入電壓時(shí)加在變換器上的整流直流電壓為：

　　此處MOSFET管承受的漏源間最大電壓， Vds_max=Uinmax+nVo.假設(shè)n是4.5,Vo是19V,則Vds_max=373+4.5*19=458.5(V)，因?yàn)檫€有漏感產(chǎn)生的尖峰電壓存在，應(yīng)留有一定裕量，取650V耐壓的 MOSFET.MOSFET管選用標(biāo)準(zhǔn)為：在滿足器件開關(guān)應(yīng)力的前提下，驅(qū)動(dòng)電路使輸出的驅(qū)動(dòng)波形具有陡峭的上升沿和下降沿，設(shè)計(jì)中選定MOSFET型號(hào)為：SPA07N65C3(漏源級(jí)電壓650V，漏極電流7A，導(dǎo)通電阻0.6Ω)。

　　由于變壓器的繞制工藝引起的漏感以及負(fù)載的電感性引起的開關(guān)電壓應(yīng)力過大可能導(dǎo)致開關(guān)管的損壞，此處采用的是有瞬態(tài)電壓抑制器與二極管串聯(lián)構(gòu)成的尖峰電壓吸收網(wǎng)絡(luò)，可有效防止功率MOSFET 管關(guān)斷過程中承受的反壓。D8 是型號(hào)P6 KE150A 的TVS(Transient Voltage Suppresser)，鉗位電壓150V/耗散功率600W,D9 是BYV95C(1 A/1KV)具有軟恢復(fù)特性的二級(jí)管。開關(guān)管Vds 的最大鉗位電壓：Vds(clamp)=Vds_max+VD5=458.5+1 50=608.5(V)，小于MOSFET 額定值650V.在此吸收網(wǎng)絡(luò)與傳統(tǒng)的RCD 吸收網(wǎng)絡(luò)不同的是，在低壓輸入或輕載的情況下，開關(guān)管的Vds 電壓不足以使其動(dòng)作，這樣減少了功率的損耗，提升了整機(jī)低壓輸入和輕載時(shí)的效率。

　　FAN6754A 具有開環(huán)保護(hù)(OLP)功能，在出現(xiàn)開環(huán)或輸出短路故障時(shí)可確保系統(tǒng)的安全性。輸入到SENSE6 腳的外部電阻值可轉(zhuǎn)為電壓值，與芯片內(nèi)部構(gòu)成電流內(nèi)環(huán)控制。以電壓反饋環(huán)路的反饋電壓VFB 為參考值，一旦VFB 低于閾值電壓，開關(guān)頻率便會(huì)持續(xù)降低。目前大多數(shù)開關(guān)電源都采用離線式結(jié)構(gòu)，一般從次級(jí)繞組回路中通過電阻分壓取樣，但由于反饋不能直接從輸出電壓取樣，沒有隔離故抗干擾能力差，不適合精度要求較高或負(fù)載變化范圍較寬的場(chǎng)合，這里采用可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器TL431 配合光耦構(gòu)成反饋回路。并聯(lián)穩(wěn)壓器T L431CLP 輸出電壓大約為2.5V，IF50mA，CTR>5 0%.TL431CLP 與光耦FOD817A 構(gòu)成精密反饋回路，對(duì)Vo19V 做精細(xì)調(diào)整，組成精密開關(guān)電源，使電壓調(diào)整率和負(fù)調(diào)整率達(dá)到0.2%以下。PWM 占空比由FB 電壓和電流取樣來決定。取R21=0.15Ω，當(dāng)電流流過MOSFET 短路地時(shí)，F(xiàn)AN6754A 內(nèi)部電流放大器使導(dǎo)通寬度變窄，輸出電壓下降，直至使FAN6754A 停止工作，沒有觸發(fā)脈沖輸出，使MOS 管截止，達(dá)到保護(hù)功率管的目的。當(dāng)Vsense 小于大約0.46V 時(shí)，進(jìn)入SENSE6 腳短路保護(hù)。如果反饋電壓(FB)有一定時(shí)間大于4.6V，PWM 脈沖即被禁用。

　　通過采用一個(gè)外部負(fù)溫度系數(shù)(NTC)熱敏電阻來感測(cè)外部系統(tǒng)的溫度，可實(shí)現(xiàn)過熱保護(hù)(OTP)功能。NTC 熱敏電阻TR1 的阻抗隨溫度增加而下降， RT5 引腳上的電壓VRT 相應(yīng)降低。如果VRT 小于1.035V,PWM 在12mS 后關(guān)斷。如果VRT 小于0. 7V,PWM 在100uS 后關(guān)斷。

　　輸出二極管RC 吸收網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)可以遵循下面步驟：(1)測(cè)試不加RC 網(wǎng)絡(luò)時(shí)的二極管反向電壓諧振周期Tr;(2)選取一個(gè)陶瓷電容Cdsn 與二極管并聯(lián)，使其反壓的諧振周期為2*Tr;(3)根據(jù)下式計(jì)算吸收電阻Rdsn:Rdsn=3*Tr/(2π*Cdsn)。根據(jù)以上實(shí)際得到的R19;C21 數(shù)值分別為：47Ω 和1nF。

　　高頻變壓器承擔(dān)著儲(chǔ)能、變壓、傳遞能量等工作，其設(shè)計(jì)如下。

　　(1)功率選擇。

　　二次繞組為FAN6754A 的W2 工作供電和W3 輸出。W2 工作電壓為19V 和峰值電流約3.42A, 可得估算輸出功率約為65W。

　　(2)磁芯的選用。

　　本設(shè)計(jì)選用的開關(guān)頻率為65kHz，由功率-磁芯尺寸圖查得選用RM10 鐵氧體磁芯，其有效面積A e 為98mm2，飽和磁通密度在100℃為390mT。

　　(3)繞組匝數(shù)的確定。

　　原邊繞組開關(guān)管的最大開通時(shí)間對(duì)應(yīng)在最低輸入電壓和最大負(fù)載時(shí)發(fā)生。在本設(shè)計(jì)中，最大占空比為：D=Ton/T=0.5，對(duì)應(yīng)周期時(shí)長(zhǎng)為：T=l/f=1 5us，則Ton=7.5us.

　　由此可得，變壓器原邊匝數(shù)為：