適用于小功率電機(jī)驅(qū)動(dòng)的MOSFET逆變模塊設(shè)計(jì)

　　本文介紹新型的MOSFET逆變模塊，用于驅(qū)動(dòng)風(fēng)扇和水泵中的小型直流無刷電機(jī)。這種功率模塊集成了6個(gè)MOSFET和相應(yīng)的高壓柵極驅(qū)動(dòng)電路 (HVIC)。通過使用專門設(shè)計(jì)的MOSFET和HVIC，該模塊能提供最小的功耗和最佳的電磁兼容 (EMC) 特性。本文將探討這種逆變模塊在電機(jī)驅(qū)動(dòng)應(yīng)用中所涉及的封裝設(shè)計(jì)、MOSFET和HVIC，并著重討論其中的功率損耗、電磁干擾和噪聲問題。

　　電氣設(shè)計(jì)

　　對于小型電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)，MOSFET在功耗、成本和性能方面較其它功率開關(guān)管更具優(yōu)勢。MOSFET的正向特征電阻為歐姆級 (見圖1(a)) ;其導(dǎo)通損耗與漏極電流的平方成正比，當(dāng)漏極電流低于1A時(shí)，其導(dǎo)通損耗低于額定功率相同的IGBT的導(dǎo)通損耗，這是因?yàn)镮GBT在通態(tài)時(shí)存在閾值電壓，該電壓隨逆變輸出功率的下降而顯著增加。大多數(shù)空調(diào)使用的風(fēng)扇電機(jī)功率在50W以下；在這個(gè)功率級別上，基于MOSFET的逆變器的效率高于IGBT。

　　至于其反向特性 (參見圖1(a))，MOSFET中固有的體二極管可充當(dāng)IGBT逆變器中的快速恢復(fù)二極管 (FRD) ;即可以通過電子擴(kuò)散過程實(shí)現(xiàn)快速而平滑的恢復(fù)特性，同時(shí)節(jié)省了引線框內(nèi)芯片的占用空間。由于MOSFET比一般FRD尺寸大，其反向壓降小，而且在柵極為高時(shí)，該壓降甚至?xí)?，這是因?yàn)镸OSFET溝道本身就允許雙向電流。MOSFET的另一個(gè)優(yōu)勢是其耐用強(qiáng)度。它比IGBT的耐用強(qiáng)度高；與額定功率相同的其它器件相比，具有更寬的安全運(yùn)行區(qū) (SOA)。本文所介紹逆變模塊中的MOSFET在典型的運(yùn)行條件 (Vcc=15V, Vdc="300V", Tc="25"℃) 下，都能承受80ms的短路電流 (見圖2)。而且，在出現(xiàn)電涌時(shí)，基于MOSFET逆變器的抵御能力優(yōu)于額定電壓相同的IGBT方案，這已被開關(guān)器件的雪崩額定電壓值所證實(shí)。因此，在 220V下可采用額定電壓為500V的MOSFET，而在相同條件下采用IGBT，其額定電壓則需要達(dá)到600V。但是，傳統(tǒng)的MOSFET開關(guān)速度極高。MOSFET通常用于快速開關(guān)轉(zhuǎn)換器，如AC/DC或DC/DC電源，這些應(yīng)用場合要求柵極電荷Qg盡可能少，以降低開關(guān)損耗。不過，在電機(jī)驅(qū)動(dòng)應(yīng)用中，這種快速特性沒有用處，尤其是高的dV/dt值還會引起電磁干擾。穩(wěn)定性與最佳性能不易兼顧。

　　通常，增加?xùn)艠O阻抗會降低MOSFET的開關(guān)速度。在如圖3(a)所示的半橋電路中，如果高壓側(cè)MOSFET的柵極阻抗 (在HVIC中實(shí)現(xiàn)) 大，將會存在一定的短路電流；這個(gè)電流是上面那個(gè)MOSFET導(dǎo)通時(shí)的密勒電容Cgd感應(yīng)產(chǎn)生的，不嚴(yán)重時(shí)一般不會察覺。但是，正如圖3(b)所示，這種異常行為會增加逆變開關(guān)的損耗 (導(dǎo)通損耗)，并最終減弱系統(tǒng)的額定功率和穩(wěn)定性。在這樣的瞬態(tài)過程中，要降低開關(guān)速度，同時(shí)又不失穩(wěn)定性，上方那個(gè)MOSFET的Vgs應(yīng)小于閾值電壓Vth。換句話說，最好通過調(diào)節(jié)HVIC的關(guān)斷阻抗來保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，防止因電壓變化而感應(yīng)短路電流。但這會增加MOSFET的關(guān)斷dV/dt值。

　　除了穩(wěn)定性外，在確定柵極電阻時(shí)，還應(yīng)考慮空載時(shí)間和延遲時(shí)間之類的運(yùn)行要求。電壓源逆變器的空載時(shí)間會降低輸出電壓的質(zhì)量，進(jìn)而降低電機(jī)的轉(zhuǎn)速性能。而且，這個(gè)問題會隨開關(guān)頻率的增大而進(jìn)一步惡化。消費(fèi)電子應(yīng)用中的開關(guān)頻率一般在16kHz以上，這是為了防止可聽見音頻帶 (人耳可聽到的頻帶) 噪聲；系統(tǒng)開發(fā)人員一般都希望將系統(tǒng)的空載時(shí)間設(shè)計(jì)為1ms。1ms的理論極限 (控制器可設(shè)置的最小值) 可由公式 (1) 計(jì)算。

　　Tdead=max(Toff,LS-Td(on),HS,Toff,HS-Td(on),LS) (1)

　　這里，Td(on)為導(dǎo)通時(shí)的傳送延遲 (從輸入信號脈沖的50%起到電流達(dá)到穩(wěn)定所需的時(shí)間) ;Toff為關(guān)斷時(shí)的傳送延遲 (從輸出信號脈沖的50%起到整流換向完畢所需的時(shí)間)。下標(biāo)HS和LS分別表示高壓側(cè)和低壓側(cè)MOSFET。要滿足空載時(shí)間要求，可延長Td(on)，即增加導(dǎo)通柵極電阻。但這種方法不適用于通過檢測直流通道電流來測量三相電流的系統(tǒng)，因?yàn)檫@種系統(tǒng)的一個(gè)關(guān)鍵要求是導(dǎo)通延遲要小。當(dāng)輸出脈沖寬度小于功率器件的導(dǎo)通延遲時(shí)，不能用電流檢測技術(shù)來測量逆變器的輸出電流。增大導(dǎo)通延遲會增加電流檢測的不確定性，尤其是在調(diào)制指數(shù)小的低速運(yùn)行情況下。因此，增加導(dǎo)通延遲雖能縮短空載時(shí)間，但卻會減弱電機(jī)的低速性能。

　　上述問題不能通過調(diào)節(jié)某一時(shí)刻的柵極電阻來解決。為了獲得最佳的性能 (最佳空載時(shí)間、最佳延遲時(shí)間)，同時(shí)又保持穩(wěn)定性 (防止dV/dt感應(yīng)出短路電流)，必須針對電機(jī)定制MOSFET。除調(diào)節(jié)柵極電阻外，還需要優(yōu)選MOSFET的Qg和Vth。在本文介紹的逆變模塊中，MOSFET的Qg比值 (即Qgd/Qgs) 被設(shè)置為2.0左右，以防止在最壞的情況下出現(xiàn)短路電流。根據(jù)這個(gè)電荷值確定出適合的柵極電阻范圍。功率MOSFET的延遲時(shí)間是Vth的對數(shù)函數(shù)。因此，Vth的變化范圍對確定最壞情況的延遲時(shí)間和空載時(shí)間有很大作用。在滿足這些要求的同時(shí)，輸出電壓變化 (dV/dt) 應(yīng)當(dāng)小，以降低電磁干擾。圖1(a)和(b)所示的開關(guān)特性是滿足如下條件時(shí)測試的結(jié)果：dV/dt=2kV/ms，空載時(shí)間=1.0ms，導(dǎo)通延遲時(shí)間=2.5ms (延遲時(shí)間是在最壞的運(yùn)行情況下，并考慮柵極電阻和其它器件參數(shù)的離差后，從輸入信號脈沖中心到建立電流穩(wěn)定所需的時(shí)間)。我們已通過適當(dāng)選擇柵極導(dǎo)通電阻和閾值電壓達(dá)到了這些條件。

　　除了這些可預(yù)先確定的特性外，用戶還可控制模塊的開關(guān)速度。象其它SPM系列一樣，本文介紹的這種模塊在高壓側(cè)MOSFET上提供開放源極輸入端，允許用戶加入自己的阻抗單元來控制高壓側(cè)MOSFET的開關(guān)速度，從而在開關(guān)損耗與電磁干擾之間作出最佳平衡。

　　應(yīng)用方面的考慮

　　圖4給出了本模塊的一個(gè)應(yīng)用示例。在圖4(a)和(b) 的模擬中，假設(shè)結(jié)區(qū)溫度Tj保持為125℃;該溫度為本模塊的最大工作結(jié)區(qū)溫度。通過這項(xiàng)模擬，肯定當(dāng)模塊外殼溫度控制在100℃并采用空間向量調(diào)制 (SVPWM) 時(shí)，輸出功率可大于Pout=100W，并允許Pd=16W的功率損耗。根據(jù)這些信息，我們利用一臺130W BLDC電機(jī)(正弦反電動(dòng)勢) 和圖4(c)所示的電路，對模塊的額定功率進(jìn)行驗(yàn)證實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)中采用的散熱片有效表面積約為100cm2。采用該散熱片后，模塊在20kHz SVPWM下可向電機(jī)輸出150W的功率;熱功耗為12W。而此時(shí)模塊的外殼溫度為86℃，MOSFET結(jié)區(qū)溫度為104℃，環(huán)境溫度27℃。在同樣條件下采用圖4(d)所示的非連續(xù)PWM時(shí)，由于有效開關(guān)頻率降低，模塊的功耗可達(dá)到8W，而逆變器效率可達(dá)到95%。此時(shí)，模塊的外殼溫度為62℃，結(jié)區(qū)溫度為82℃(已考慮電機(jī)鐵芯的損耗)，逆變器的損耗為整個(gè)系統(tǒng)功耗的27%。MOSFET逆變器的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是圖4(e)所示的自舉電壓(陰極輸出電壓)。從圖4(e)可以看出，電機(jī)的工作頻率為10Hz。圖中畫出了自舉電壓和逆變器輸出電流。當(dāng)電流為正時(shí)，自舉電壓VBS維持在VCC=15V附近，但當(dāng)電流為負(fù)時(shí)，VBS就下降到接近10V。這是由于不同電流方向采用不同的充電機(jī)制所造成 (參見圖5)。當(dāng)輸出電流為正時(shí)，電流要么流經(jīng)高壓側(cè)MOSFET，要么流經(jīng)低壓側(cè)體二極管。在這種情況下，當(dāng)?shù)蛪簜?cè)體二極管導(dǎo)通時(shí)，將對自舉電容CBS充電 (參見圖5(a))。此時(shí)，對CBS的充電電壓可由公式(2)表示。

　　其中，VDbs是跨過陰極輸出二極管的電壓。如果充電電流小，Vchg僅僅提高Vf -VDbs；該差值最多為1V，它反映如圖1(b)所示的低壓側(cè)體二極管上的壓降。但當(dāng)輸出電流為負(fù)時(shí)，充電電壓將由公式(3)表示。

　　Vchg = VCC + Rds(on)Io - (RBS + REH) Ichg - VDbs ; ; ; ; ; (3)

　　這里，Io為輸出電流。如果電流是負(fù)的，充電電壓Vchg將隨輸出電流大幅下降，這是低壓側(cè)MOSFET作為主用開關(guān)時(shí)MOSFET的正向壓降所致。這個(gè)自舉電壓是高壓側(cè)MOSFET的柵極驅(qū)動(dòng)電源，且僅在電流為正時(shí)有意義。當(dāng)電流為正時(shí)，由于MOSFET的Vf小，自舉電壓變化不大，因而無需大的自舉電容。只需用較小的自舉電容就可維持所需的自舉電壓，這個(gè)電壓僅在電流為正時(shí)用來維持HVIC的待機(jī)電流。在過調(diào)高速電機(jī)運(yùn)行情況下，高壓側(cè)MOSFET在輸出頻率的半個(gè)周期內(nèi)全導(dǎo)通。例如，若采用單脈沖模式 (或6級階梯波模式) 的PWM進(jìn)行調(diào)制，輸出頻率為100Hz，則高壓側(cè)MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間可持續(xù)5ms。在此期間，不可能一直對自舉電容充電，而自舉電容的自舉電壓隨HVIC待機(jī)電流的變化可按公式(4)計(jì)算。

　　ΔVBS =Δ tIQBS / CBS ; ; ; (4)

　　這里，IQBS為HVIC的待機(jī)電流，并忽略了CBS本身的漏電流。假設(shè)最大待機(jī)電流為100mA，CBS為1mF，那么，自舉電壓在5ms內(nèi)的變化 芕BS也只有0.5V。這意味著，采用1mF的陶瓷電容就足以維持這種MOSFET逆變器在整個(gè)運(yùn)行過程中所需的自舉電壓。

除了 自舉電路問題外，采用HVIC還會引起許多別的問題；尤其當(dāng)VB電平低于地電平時(shí)最為顯著。在HVIC中，高壓側(cè)柵極單元是用p-n結(jié)隔離的，而輸入信號要通過額定電壓為625V的電平漂移MOSFET傳輸?shù)礁邏簜?cè)單元。為了降低信號傳輸期間的功耗，將開關(guān)信號轉(zhuǎn)換成置位復(fù)位脈沖;該脈沖觸發(fā)對應(yīng)電平漂移 MOSFET和高壓側(cè)單元中的置位復(fù)位(SR)閂鎖電路。當(dāng)VS低于 -5V時(shí)，電平漂移MOSFET不能傳送觸發(fā)信號到高壓側(cè)邏輯電路。而且，若VB小于0V，VB與邏輯地之間的寄生二極管將會導(dǎo)通；這會產(chǎn)生過量的電流，從而破壞HV