極點跟隨的LDO穩(wěn)壓器頻率補償方法

　　1 引 言

　　便攜電子設(shè)備無論是由蓄電池組，還是交流市電經(jīng)過整流后(或交流適配器)供電，工作過程中，電源電壓都存在變化。例如單體鋰離子電池充足電時的電壓為4.2 V，放電后的電壓為2.3 V，變化范圍很大。而各種整流器的輸出電壓不僅受市電電壓變化的影響，還受負(fù)載變化的影響。因而近年來，低壓差線性穩(wěn)壓器(LowDropout Linear Regulator)以其低成本，高電池利用率，潔凈的輸出電壓等特點，被廣泛應(yīng)用于移動電話、掌上電腦等消費類電子產(chǎn)品，以及便攜式醫(yī)療設(shè)備和測試儀器中。

　　LDO|0">LDO穩(wěn)壓器的頻率補償設(shè)計，不僅直接決定了頻率穩(wěn)定性，而且對LD0穩(wěn)壓器的性能參數(shù)，尤其是瞬態(tài)響應(yīng)速度，有很大的影響。此外，隨著當(dāng)前半導(dǎo)體集成電路工藝的發(fā)展，越來越多的功能電路能夠被集成于單一芯片中，而現(xiàn)有的LDO穩(wěn)壓器頻率補償技術(shù)，對芯片上頻率補償電容的需要，大大阻礙了LDO穩(wěn)壓器芯片集成度的提高和與其他功能電路的系統(tǒng)集成。

　　本文對LDO穩(wěn)壓器的頻率穩(wěn)定問題，和現(xiàn)有的頻率補償設(shè)計技術(shù)進(jìn)行了理論分析。在此基礎(chǔ)上，提出了一種新型的頻率補償方法，并給出了電路實現(xiàn)途徑。通過一個采用TSMC0.18 μm混合信號半導(dǎo)體工藝，最大輸出電流為100 mA的LDO穩(wěn)壓器設(shè)計，對該方法做出了進(jìn)一步的說明。最后，結(jié)合LDO穩(wěn)壓器的HSpice仿真結(jié)果，對本文提出的頻率補償方法的效果進(jìn)行了討論。

　　2 LDO穩(wěn)壓器頻率補償

　　LDO穩(wěn)壓器的典型結(jié)構(gòu)，如圖1所示。圖1中，Vref為具有良好溫度特性的電壓參考信號，Vin為不穩(wěn)定的輸入電壓信號，Vo為輸出電壓信號。LDO穩(wěn)壓器利用由壓差放大器、電壓緩沖器、電壓調(diào)整管Mpass和反饋網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成的負(fù)反饋環(huán)路，維持Vo穩(wěn)定。

本文引用地址：http://butianyuan.cn/article/201706/351631.htm　　當(dāng)環(huán)路對一定頻率的信號的相移達(dá)到-180°時，負(fù)反饋成為了正反饋，如果環(huán)路增益T仍大于單位增益，環(huán)路將產(chǎn)生自激振蕩，失去穩(wěn)定Vo的作用，故需要頻率補償設(shè)計，來保證在相移達(dá)到-180°之前，T已衰減到單位增益以下。在單位環(huán)路增益頻率fu處，環(huán)路相移與180°的和，被稱為相位裕度θ。在θ與閉環(huán)增益Ac1間存在以下關(guān)系：

　　由式(1)可以看到，若相位裕度小于60°，則∣Ad∣大于1/β，即發(fā)生過沖。過沖會導(dǎo)致LDO穩(wěn)壓器的階躍響應(yīng)呈現(xiàn)欠阻尼振蕩(振鈴)。因而相位裕度不僅是考察頻率穩(wěn)定性的重要參數(shù)，而且對瞬態(tài)響應(yīng)也有很大影響。

　　圖1中存在兩個低頻極點，分別為位于電壓緩沖器輸出端的極點P1，和LDO穩(wěn)壓器輸出端的極點P2。P1與P2的值由電壓緩沖器的輸出等效電阻Ro1，Mpass的柵、源極電容Cgs，LDO穩(wěn)壓器輸出端的等效電阻Ro2和外接電容Co決定：

　　為保證LDO穩(wěn)壓器的頻率穩(wěn)定性和足夠的相位裕度，P1與P2的間距(P1／P2)應(yīng)足夠大。但由式(3)，P2隨著LDO穩(wěn)壓器的輸出電流的增大，逐漸向高頻移動，使P1和P2的間距縮小，造成頻率穩(wěn)定性變差。

　　傳統(tǒng)LDO穩(wěn)壓器的頻率補償方法，如圖1所示，利用了輸出端電容Co及其等效串聯(lián)電阻Resr，產(chǎn)生一個左半平面(LHP)零點Z1：

　　若Resr的取值使Z1與P1足夠接近，并相互抵消，則在LDO穩(wěn)壓器的通帶內(nèi)只有一個極點P2，環(huán)路相移不會超過-180°。但是，Resr會增加Vo在瞬態(tài)過程中的變化幅度，降低對Vin中噪聲的抑制，且對Resr取值的要求，限制了Co可選擇的類型，增大了使用難度和系統(tǒng)成本。此外，Resr的值還受到環(huán)境溫度、電壓和頻率的影響，所以頻率穩(wěn)定性不能得到可靠的保障。

　　由于以上原因，當(dāng)前的LDO穩(wěn)壓器，多采用內(nèi)部頻率補償。一類內(nèi)部頻率補償技術(shù)借鑒了傳統(tǒng)LDO穩(wěn)壓器的零、極點抵消方法，并利用前饋技術(shù)，或芯片內(nèi)部的RC網(wǎng)絡(luò)和電壓控制電流源，產(chǎn)生所需的零點。但是，要做到芯片內(nèi)產(chǎn)生的零點與相應(yīng)極點的完全匹配，是非常困難的。而未能相互抵消的零點和極點，會成為LDO穩(wěn)壓器通帶內(nèi)的零、極點對(doublet)，造成Vo建立時間的增加。另一類廣泛使用的內(nèi)部頻率補償為米勒頻率補償。米勒補償具有極點分離的特性，即通過跨接在Mpass柵極和漏極的米勒電容Cm，將P1推向低頻，P2推向高頻。米勒補償后，P1與P2由式(2)、式(3)變?yōu)椋?

　　其中，gm為Mpass的跨導(dǎo)。

　　由式(5)，欲使P1遠(yuǎn)小于P2，則Cm會很大，電路內(nèi)部對其充放電的過程造成Vo的壓擺時間tsr變長。因Co很大，由式(6)，P2處于低頻，限制了增益帶寬GBW。米勒補償對tsr和GBW的影響，直接增大了LDO穩(wěn)壓器的環(huán)路延時td(參看式(7))。雖然通過嵌套的米勒頻率補償方法或電容倍增電路，能夠減小Cm，但未能根除Cm對LDO穩(wěn)壓器芯片的集成度的影響。

　　針對以上問題，下節(jié)將給出一種能夠保證LDO穩(wěn)壓器的高速，且無需芯片上頻率補償電容的新型頻率補償方法。

　　3 極點跟隨頻率補償

　　LDO穩(wěn)壓器空載時，由式(3)，P2為0 Hz(實際上，此時，λ和IDMpass為Mpass的溝道調(diào)制系數(shù)和漏極電流)，P1只需大于0 Hz，P1與P2的間距(P1／P2)就足以保證頻率穩(wěn)定性。隨著輸出電流的增大，P2向高頻移動，如果P1能夠跟隨P2的變化，則P1與P2的間距得到維持。極點跟隨的頻率補償，即是當(dāng)輸出電流變化時，通過使P1跟隨P2的變化，獲得頻率穩(wěn)定性的方法。

　　一種使P1跟隨P2變化的電路實現(xiàn)，可利用共集電極和共漏極電壓緩沖器的輸出電阻，分別與偏置電流和偏置電流的開方成反比的規(guī)律，根據(jù)輸出電流來動態(tài)地調(diào)整電壓緩沖器的偏置電流，使P1也受輸出電流控制。

　　一個采用了極點跟隨頻率補償?shù)腖DO穩(wěn)壓器，如圖2所示。其中，完成頻率補償?shù)膭討B(tài)偏置電壓緩沖器，包括了由MOS晶體管MP3，MN4和運算放大器OPA組成的輸出電流監(jiān)測電路，由MN1～MN3和MP1～MP2組成的電流鏡電路，以及由電流源IB2，IB3和雙極晶體管Q3～Q6組成的電壓緩沖器。

　　輸出電流監(jiān)測電路中的MP3與LDO穩(wěn)壓器的電壓調(diào)整管Mpass的源、柵極驅(qū)動電壓相等，且由于運放OPA輸入端“虛短”特性，MP3的漏極(OPA正向輸入端)電壓等于Mpass的漏極(OPA負(fù)向輸入端)電壓，故有：

　　對照式(3)與式(13)，可以看到，P1／P2獨立于Io，故圖2中的LDO穩(wěn)壓器獲得了在整個負(fù)載變化范圍內(nèi)的頻率穩(wěn)定性。

　　4 仿真結(jié)果與討論

　　采用TSMC 0.18 μm混合信號Spice模型，和高精度仿真工具HSpice，對圖2中的LDO穩(wěn)壓器進(jìn)行了設(shè)計與仿真驗證。在Co=1 μF，Io=100 mA的條件下，環(huán)路增益T的幅頻與相頻響應(yīng)的仿真結(jié)果如圖3所示，在單位環(huán)增益頻率內(nèi)，幅頻特性與單極點系統(tǒng)相同，以-20 dB／dec的速度衰減，相位裕度大于80°。

　　圖4為輸出電流Io在20 ns內(nèi)由0跳變?yōu)?00 mA時，LDO穩(wěn)壓器輸出電壓Vo的瞬態(tài)響應(yīng)。由圖4可以看到，Vo從空載到滿載的轉(zhuǎn)換時間約為0.5μs。如此良好的瞬態(tài)響應(yīng)是由于極點跟隨頻率補償具有以下優(yōu)點：極點P1對P2的跟隨，減小了P1的附加相移，增加了相位裕度，則由式(1)，有利于減小過沖導(dǎo)致的輸出電壓振鈴現(xiàn)象；無需引入零點，因而避免了零、極點對造成的輸出電壓穩(wěn)定時間的增加；對帶寬沒有限制，且無需米勒頻率補償電容，則由式(7)，有利于減小環(huán)路延時。此外，電壓緩沖器中的甲乙類推拉結(jié)構(gòu)和動態(tài)電流，對提高響應(yīng)速度也有很大幫助。

　　最后需要說明的是，對輸出電壓Vo進(jìn)行的直流掃描結(jié)果表明，Vo在整個輸出電流范圍內(nèi)的變化較大，約為4 %。經(jīng)分析，主要由以下因素造成：圖2中的寬帶壓差放大器的非對稱結(jié)構(gòu)引入了較大的輸入失調(diào)電壓；雙極器件的基極電流，以及NPN型器件與PNP型器件參數(shù)(放大倍數(shù)等)的差異引入的誤差。通過改用對稱結(jié)構(gòu)的低失調(diào)壓差放大器，并將雙極器件替換為MOS器件，可提高LDO穩(wěn)壓器的精度。但是由于低失調(diào)壓差放大器引入的低頻極點，以及MOS器件的低跨導(dǎo)造成的P1的頻率降低，會減小相位裕度，所以應(yīng)避免在壓差放大器中采用電流鏡(引入鏡極點)或共源共柵(增加節(jié)點電阻)等結(jié)構(gòu)，并適當(dāng)提高電壓緩沖器中器件的尺寸和偏置電流。

　　5 結(jié)語

　　本文提出的極點跟隨的頻率補償方法，提供了LDO穩(wěn)壓器良好的頻率穩(wěn)定性和瞬態(tài)響應(yīng)，且無需芯片上頻率補償電路，因而不僅適用于高負(fù)載變化響應(yīng)速度的單芯片LDO穩(wěn)壓器，在集成電源管理和片上系統(tǒng)（SOC）方面，也有較好的應(yīng)用前景。