光收發(fā)一體模塊設計中的串擾分析

在小型化光收發(fā)一體模塊如SFP，SFF電路中，由于布線密度的增大而使互連線之間串擾作用變得十分明顯，特別在2.5G以上高頻電信號的作用下，這種分布性質的耦合作用更是不容忽略。 本文就串擾的分析計算做了簡要的闡述。

串擾的產(chǎn)生

形成串擾的根本原因是信號變化引起周邊的電磁場發(fā)生變化，特別是對于高速信號，信號的上升和下降沿的時間可以達到ps級，高頻分量非常豐富，信號線之間的寄生電容和電感容易成為串擾信號的耦合通道。在光收發(fā)模塊特別是LC小型化封裝模塊中，發(fā)射、接收端相鄰的兩條信號線之間以及地平面之間的耦合會形成串擾，所以串擾又稱為三線系統(tǒng)。傳輸線上分布著電感分量和電容分量，所以整個信號之間的串擾由兩部分組成，即容性耦合干擾和感性耦合干擾。由Cwire=Csub+Cint以及 Cint=(εdi/tdi) ×W×L可知，互連線上的電容由互連線與襯底間的電容及互連線間的電容組成,互連線間的電容與它們之間的間距成反比。隨著工藝的發(fā)展，電路板上布線密度越來越大，互連線之間的間距越來越小，互連線之間的耦合電容Cint相對于線與襯底之間的電容Csub越來越大，隨著芯片工作頻率的不斷提高，互連線之間的電磁耦合效應也不斷加大，導致互連線之間的相互影響越來越大。

對于某種導線，假設單位長度分布電感和分布電容分別如下：
L= 0.999nH /mm ，C =0.0111pF/ mm
當信號頻率為f1 =50Hz ，單位長度上的電抗和電納分別為：
=3.14×/mm
= 2=3.49×/mm
當信號頻率為f2 = 2.5GHz 時，單位長度上的電抗和電納為
=2=1.57×10/mm
=2=1.745×/mm
很顯然，信號頻率越高相應分布參數(shù)的值越大，分布參數(shù)對電路的影響就越大。

串擾對電路的影響

串擾對電路的通常有兩個方面的影響，一是性能上的，一是功能上的。由于串擾會導致電路違反建立時間和保持時間的約束，影響到電路的時序，從而產(chǎn)生如誤碼等現(xiàn)象，導致性能的下降。此外，由串擾所產(chǎn)生的較大的尖鋒脈沖有可能造成電路的功能錯誤。當噪聲與信號的變化方向相同時，信號的變化就可能會加快，從而導致違反保持時間的約束；當噪聲與信號的變化方向相反時，信號的變化就可能會減慢，從而導致違反建立時間的約束。而如果由于噪聲的影響而出現(xiàn)一個持續(xù)期足夠寬，幅度足夠大的脈沖時，就可能會導致電路的功能錯誤。因此串擾超出一定的值將可能引發(fā)電路誤動作從而導致系統(tǒng)無法正常工作。

串擾模型分析

容性串擾

兩條信號線，稱為噪聲源和噪聲接收器。因為兩條線間的電容特性，源上的噪聲能耦合到接收線，這樣導致以電流形式注入接收線。在傳輸線上，電流在Z兩個方向上傳播，直到在源和負載上被消耗。在線路上產(chǎn)生的電壓尖峰由Z決定。當電流脈沖到達Zs和ZL，它就會沿電阻被消耗且電壓與阻抗成正比。如果在源或負載上的阻抗不匹配，就會發(fā)生反射。對于沒有端接的負載而言，ZL上的電壓峰值會很大。而端接負載能有效地減少下一個器件的輸入電壓噪聲。 但會帶來損耗。

也能通過分離線路來減少容性串擾。如果電路板上余留空間足夠的話，應盡可能的讓信號線保持大的間隔。因為信號線路分離越遠,電容越少,串擾會越些另外在相鄰信號線間放置一根地線也能很有效的減小電容。如圖2所示信號現(xiàn)在是與地耦合,不再是與鄰近線耦合。

應當注意，地線必須是完整的地，如果僅僅是在線路末端連接到地層，它就會有相當高的阻抗。要有好的接地，應將地線上的每間隔信號的最高頻率分量的四分之一波長打孔且與地層連接。

感性串擾

感性串擾可以認為是不希望的變壓器的主副線圈（板上電流環(huán)路）間的信號耦合。與負載耦合的不希望的信號量取決于環(huán)路的大小和相距程度，也與受影響的負載阻抗有關。轉換的能量隨環(huán)路越大且靠得越近而增加。在負載，即副環(huán)路上，信號的大小隨負載阻抗而增加。