結(jié)合IC設(shè)計(jì)和通用MCU實(shí)現(xiàn)同步Boost移動(dòng)電源

　　1.引言

　　隨著iphone、ipad帶動(dòng)的全球智能手機(jī)、平板的風(fēng)靡一時(shí)，人手一部智能手機(jī)已經(jīng)不再是遙遠(yuǎn)的夢(mèng)想，手機(jī)與平板是人們外出的必備物品，除了兼具通信、拍照、電腦功能之外，這些數(shù)碼設(shè)備同是也是一種時(shí)尚體現(xiàn)，對(duì)輕巧纖薄的完美外形之極致追求與電池的續(xù)航能力成為一對(duì)矛盾。為了追求完美，iphone、ipad更是設(shè)計(jì)出一體化用戶不可拆卸機(jī)身，電池?zé)o法拆卸，于是移動(dòng)電源成為了數(shù)碼后備電源的必須品，其市場(chǎng)需求隨著智能設(shè)備的發(fā)展迅速擴(kuò)大。

　　2.方案分析

　　2.1 技術(shù)規(guī)格與方案比較

　　當(dāng)前適用于手機(jī)平板的主流移動(dòng)電源的規(guī)格為：

　?。?）具有鋰電池充放電管理功能；

　?。?）5V/500mA/1A/2A輸出。

　　其中，鋰電池充放電管理由“保護(hù)IC＋ASIC或MCU” 實(shí)現(xiàn)，5V/500mA/1A/2A輸出由鋰電池Boost升壓加反饋控制實(shí)現(xiàn)。在移動(dòng)電壓的方案中，最關(guān)鍵的指標(biāo)和技術(shù)難點(diǎn)是Boost升壓輸出的效率，因?yàn)殇囯姵爻潆婋娫匆话銇?lái)自220V市電充電器，不需要特別強(qiáng)調(diào)效率，而B(niǎo)oost升壓是將電池的電能輸出給手機(jī)、平板，充電效率特別重要。以 10000mA時(shí)的移動(dòng)電源為例，90%的效率與70%效率的Boost充電電路，輸出電能相差2000mAh，從用戶體驗(yàn)來(lái)看，效率低的移動(dòng)電源發(fā)熱嚴(yán)重，安全隱患也較大。Boost電路主要有兩種，一種為二極管續(xù)流Boost，電路相對(duì)簡(jiǎn)單，一種為同步Boost，電路相對(duì)復(fù)雜，對(duì)控制時(shí)序的精度要求高，過(guò)去幾年由于需求旺盛，為了快速出貨，大量方案均采用二極管續(xù)流的Boost方案，價(jià)格戰(zhàn)非常劇烈，因此，高端廠家開(kāi)始轉(zhuǎn)移到同步Boost方案。

　　2.2 專(zhuān)用MCU的同步Boost方案

　　移動(dòng)電源專(zhuān)用MCU HT45F4M的方案是當(dāng)前市場(chǎng)廣泛采用的同步Boost方案，具有電路簡(jiǎn)潔，效率高的特點(diǎn)，原廠提供的技術(shù)指標(biāo)為：靜態(tài)耗電小于10uA，實(shí)測(cè)放電轉(zhuǎn)換效率最高超過(guò)91%（5V/700mA輸出時(shí)）。鋰電池保護(hù)機(jī)制：過(guò)流過(guò)壓過(guò)溫保護(hù)。其同步Boost的原理圖與二極管續(xù)流Boost對(duì)比如圖1所示。

　　圖1 HT45F4M同步Boost與通用MCU二極管續(xù)流Boost對(duì)比

　　由圖1所致可見(jiàn)，HT45F4M與通用MCU相比，主要特點(diǎn)是內(nèi)置互補(bǔ)式的PWM輸出功能，通過(guò)OUTL、OUTH的PWM互補(bǔ)時(shí)序，分別控制NMOS、 PMOS的通斷，從而實(shí)現(xiàn)同步Boost。我們實(shí)測(cè)過(guò)該方案的成品，效率與廠家提供的指標(biāo)基本一致，與二極管Boost方案相比，1A以上大電流工作時(shí)，其功率器件發(fā)熱量低，效果差別明顯，性能良好。

　　3.互補(bǔ)式PWM的IC設(shè)計(jì)實(shí)例

　　現(xiàn)由于HT45F4M與通用MCU的主要差異是互補(bǔ)式的PWM輸出，如果設(shè)計(jì)一顆實(shí)現(xiàn)互補(bǔ)式PWM輸出的ASIC，適當(dāng)選擇具有PWM輸出功能的通用MCU搭配，也可以實(shí)現(xiàn)類(lèi)似HT45F4M的功能。這種IC設(shè)計(jì)+通用MCU的方案可以廣泛利用現(xiàn)有的大量MCU資源，更具靈活性，成本也有競(jìng)爭(zhēng)力。

　　3.1 結(jié)構(gòu)框圖與時(shí)序圖

　　互補(bǔ)式的PWM的結(jié)構(gòu)框圖與時(shí)序圖如圖2所示，由通用MCU產(chǎn)生PWM輸出，輸入ASIC，經(jīng)延時(shí)時(shí)間插入電路，產(chǎn)生互補(bǔ)式的PWM輸出，此PWM輸出為 PWMp，PWMn兩路，PWMp控制P-MOS，PWMn控制N-MOS。這兩個(gè)MOS管在充電時(shí)，用于控制充電電流；在放電時(shí)可用于控制放電電壓。充電時(shí)，PMOS導(dǎo)通的時(shí)間越長(zhǎng)，充電功率越大。放電時(shí)，NMOS導(dǎo)通的時(shí)間越長(zhǎng)，放電功率越大。

　　圖2 互補(bǔ)式的PWM的結(jié)構(gòu)框圖與時(shí)序圖

　　3.2 ASIC的設(shè)計(jì)與仿真分析

　　我們使用Candence IDE設(shè)計(jì)仿真了一顆ASIC，實(shí)現(xiàn)圖2所示的互補(bǔ)輸出，由MCU提供PWM信號(hào)，通過(guò)延時(shí)和組合邏輯實(shí)現(xiàn)圖2所示的PWM互補(bǔ)輸出時(shí)序。圖3所示為 PWM與PWMn時(shí)序的仿真結(jié)果，圖中電壓峰值低者為來(lái)自MCU的PWM信號(hào)，電壓峰值高者為PWMn信號(hào)，PWMn下降沿與PWM的上升沿幾乎重疊，PWMn上升沿滯后于PWM的下升沿。時(shí)序上與圖2所示一致。

　　圖3 PWM與PWMn信號(hào)的仿真時(shí)序

　　圖4所示為PWMn與PWMp時(shí)序的仿真結(jié)果，也是設(shè)計(jì)互補(bǔ)PWM輸出最終需要的結(jié)果。PWMp的低電平信號(hào)被“包圍在”PWMn的低電平信號(hào)中，也實(shí)現(xiàn)了圖2所示的時(shí)序關(guān)系。這意味著“PMOS僅在NMOS關(guān)斷期間開(kāi)通”，因?yàn)樵谕紹oost的電路結(jié)構(gòu)中，PMOS是低電平開(kāi)通，NMOS是低電平關(guān)斷。

　　圖4 PWMn與PWMp的仿真時(shí)序

　　圖 4所示的波形同時(shí)表明，ASIC的設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了當(dāng)NMOS關(guān)斷的時(shí)候，PMOS滯后DT1時(shí)間開(kāi)通，當(dāng)PMOS關(guān)斷DT2時(shí)間后，NMOS開(kāi)通，這意味著 “NMOS僅在PMOS關(guān)斷期間開(kāi)通”?？梢?jiàn)，PMOS與NMOS都在對(duì)方關(guān)斷后導(dǎo)通，兩個(gè)管不會(huì)同時(shí)導(dǎo)通。當(dāng)NMOS導(dǎo)通時(shí)，電能轉(zhuǎn)化為電感線圈的磁場(chǎng)能，當(dāng)NMOS關(guān)斷后，磁場(chǎng)能轉(zhuǎn)化為電能，與電池電壓疊加，通過(guò)PMOS管輸出，于是，電路實(shí)現(xiàn)了同步Boost升壓功能。

　　3.3 開(kāi)關(guān)損耗

　　當(dāng) NMOS關(guān)斷后，在PMOS管還未導(dǎo)通的DT1時(shí)間內(nèi)，Boost電壓通過(guò)其PMOS管的體二極管輸出，因體二極管的壓降較大，這會(huì)帶來(lái)功率損耗，但由于 MOS管開(kāi)關(guān)時(shí)間在幾十納秒以內(nèi)，因此在整個(gè)導(dǎo)通周期內(nèi)損耗不大。恰當(dāng)設(shè)計(jì)ASIC的延時(shí)時(shí)間，通過(guò)ASIC的Option Pin腳使延時(shí)時(shí)間長(zhǎng)度可變，并選擇合適的MOS管，即可使DT時(shí)間略大于PMOS管的開(kāi)關(guān)時(shí)間，保證兩個(gè)MOS管不會(huì)同時(shí)導(dǎo)通，并減少開(kāi)關(guān)損耗。

　　與肖特基二極管相比，由于PMOS的導(dǎo)通電阻低，管壓降小，從而提高了效率，理論上肖特基的壓降約為0.3V，在5V/1A輸出時(shí)，肖特基上浪費(fèi)的功率約為 0.3V*1A=0.3w，約為輸出功率的6%，這樣，若不計(jì)MOS管的導(dǎo)通電阻與開(kāi)關(guān)損耗，理論上同步Boost效率比二極管續(xù)流高約6%，常用的低壓功率NOS管如8205A或P2804NVG在1A電流時(shí)導(dǎo)通電阻只有幾十毫歐，開(kāi)關(guān)時(shí)間只有幾十納秒，所以實(shí)測(cè)結(jié)果顯示同步Boost方案的效率提高明顯，功率器件發(fā)熱較低，與理論分析相符。

　　3.4 競(jìng)爭(zhēng)力與成本

　　除了肖特基外，電感，導(dǎo)線，電路板走線都會(huì)發(fā)熱，因此輸出電流500mA以上時(shí)，二極管Boost的移動(dòng)電源很難做到90%以上的效率，而同步Boost較容易達(dá)到，對(duì)于大容量移動(dòng)電源而言，兩種方案因效率產(chǎn)生的電池成本差別非常大，并且同步Boost移動(dòng)電源本身因發(fā)熱而產(chǎn)生的溫度上升幅度很小，因此，容量越高、電流越大的移動(dòng)電源，在技術(shù)指標(biāo)、成本和用戶體驗(yàn)三個(gè)方面，非同步Boost方案越缺乏競(jìng)爭(zhēng)力。由于不同MOS管的開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)間不同，ASIC的延時(shí)時(shí)間可以通過(guò)增加或減少延時(shí)門(mén)的數(shù)量來(lái)調(diào)節(jié)。經(jīng)測(cè)算，在0.5um工藝下，不計(jì)Pad時(shí)，Layout的面積小于0.4mm^2，成本很低。

　　4. MCU選型及軟件流程說(shuō)明

　　使用通用MCU的PWM驅(qū)動(dòng)Boost升壓，實(shí)現(xiàn)移動(dòng)電源方案，在MCU選型時(shí)，其PWM的輸出頻率最好在100KHz以上，否則需要很大的電感和濾波電容，MCU應(yīng)當(dāng)有8bit以上的AD能力。我們分析過(guò)HOLTEK、海爾、義隆、Sonix、芯睿等消費(fèi)電子常用的MCU資料，均有可以達(dá)到這一要求的通用MCU型號(hào)。

　　移動(dòng)電源軟件流程主要包含三部分：主循環(huán)，充電管理，放電管理等。我們分別使用過(guò)臺(tái)灣Holtek的HT46R066、海爾的HR6P71、芯睿的MK7A22P三種MCU，實(shí)現(xiàn)了由MCU的PWM驅(qū)動(dòng)的移動(dòng)電源方案，以下流程經(jīng)實(shí)際驗(yàn)證是可行的。

　　4.1 主循環(huán)

　　外部電源接入時(shí)，進(jìn)行充電管理；外部負(fù)載接入時(shí)，進(jìn)行放電管理。按鍵按下時(shí)進(jìn)行LED電量顯示，按鍵長(zhǎng)按時(shí)打開(kāi)手電筒功能。在整個(gè)充放電過(guò)程中進(jìn)行溫度檢測(cè)保護(hù)，在整個(gè)充電過(guò)程中保持LED輸出。放電時(shí)若超過(guò)10秒無(wú)按鍵，則進(jìn)入到低功耗模式，關(guān)閉LED。

　　4.2 充電管理

　　充電管理主要功能為：當(dāng)電池電壓小于3V時(shí)，進(jìn)行涓流（1/10C）充電；當(dāng)電池電壓在3V-4.2V時(shí)進(jìn)行恒流充電。當(dāng)電池電壓大于4.2V時(shí)，進(jìn)行恒壓充電直至充電電流小于1/10C，此刻認(rèn)為電池充滿，用于電量顯示的LED全亮。

　　4.3 放電管理

　　放電管理主要流程為，產(chǎn)生PWM信號(hào)驅(qū)動(dòng)Boost升壓，由MCU的AD Pin檢測(cè)輸出電壓，當(dāng)輸出電壓低于5V或高于時(shí)，改變PWM的占空比，控制Boost升壓的幅度，實(shí)現(xiàn)恒壓。通過(guò)串聯(lián)在輸出電路上的電阻，檢測(cè)電阻壓降的AD值，改變PWM占空比，實(shí)現(xiàn)恒流輸出和限流保護(hù)。如果MCU的AD位數(shù)小于10位，也可采用軟件算法限流，實(shí)際測(cè)試可用，但控制電流的精度較低。

　　5.結(jié)語(yǔ)

　　相對(duì)二極管續(xù)流的非同步Boost方案，同步Boost的移動(dòng)電源具有效率高的突出優(yōu)點(diǎn)，理論及實(shí)測(cè)都充分證明這一優(yōu)點(diǎn)，因此它將會(huì)成為消費(fèi)電子市場(chǎng)中移動(dòng)電源的主流方案。本文提出了一種IC設(shè)計(jì)結(jié)合通用MCU實(shí)現(xiàn)的同步Boost方案，并進(jìn)行IC設(shè)計(jì)仿真，達(dá)到預(yù)期結(jié)果。與專(zhuān)用IC相比，可充分利有現(xiàn)有 MCU資源，方案選擇靈活、成本也具有競(jìng)爭(zhēng)力，相信這種形式的方案將在市場(chǎng)占有其一席之地。