多通道RF接收機(jī)測量噪聲系數(shù)的新方法

在多通道射頻接收機(jī)接收的過程中，噪聲的加入限制了信號的信噪比和靈敏度，由于射頻接收機(jī)所接收到的信號較為微弱，其噪聲特性顯得尤為重要。另一方面在多通道成像的過程中，不同通道的接收路徑有可能不同，即使接收路徑一樣，各通道的噪聲特性也不可能完全一樣。故接收機(jī)每個(gè)通道各級的噪聲系數(shù)的精確測量非常重要。

傳統(tǒng)的噪聲系數(shù)測量方法不能滿足測量大噪聲系數(shù)的要求。且在實(shí)際的多通道測量中，需要使得被測通道處在接收狀態(tài)，其他通道不工作以減少通道間的噪聲干擾來保證測量的準(zhǔn)確性。

考慮到接收到射頻信號的微弱，射頻接收機(jī)的前端通常有一個(gè)用低噪聲放大器來實(shí)現(xiàn)的前置放大級，本文從接收機(jī)這種特性出發(fā)，以MRI射頻接收機(jī)為例提出一種多通道切換測量噪聲系數(shù)的方法，通過設(shè)計(jì)1個(gè)八選一的射頻開關(guān)使得噪聲系數(shù)的測試在不同通道切換，并利用控制前置低噪聲放大器直流電源通斷使其處在放大和不放大狀態(tài)。在放大狀態(tài)下，噪聲被放大以提供熱噪聲源，反之提供冷噪聲源。這種放大器開關(guān)測量法優(yōu)化了Y因子測量噪聲系數(shù)法，使得測量較為精確且容易進(jìn)行。

1、優(yōu)化測量噪聲系數(shù)的原理

射頻接收機(jī)的噪聲主要包括電阻的熱噪聲和PN結(jié)的散彈噪聲，均屬于白噪聲的范疇。白噪聲不包括任何離散成分，其電平符合高斯分布。功率譜在一定的頻率范圍為均勻分布。噪聲系數(shù)是表征線性二端口網(wǎng)絡(luò)或二端口變換器系統(tǒng)噪聲特性的一個(gè)重要參數(shù)。它的標(biāo)準(zhǔn)定義為：接收機(jī)輸入端信噪功率比與輸出端信噪功率比的比值。根據(jù)尼奎斯特定理，處于標(biāo)準(zhǔn)噪聲溫度T0(290 K)的輸入端產(chǎn)生的資用噪聲為功率為kT0 B;k為玻爾茲曼常數(shù)(1.38×10-23J/K);B為等效帶寬。設(shè)網(wǎng)絡(luò)的資用噪聲增益為G，對于線性網(wǎng)絡(luò)來說資用噪聲增益等于資用信號功率增益，則僅由輸入端所產(chǎn)生的輸出資用噪聲功率為GkT0B，設(shè)端口輸入輸出的信號及噪聲功率分別為Psi，Pni，Pso，Pno，由此即可得到噪聲系數(shù)(F)2 種互相等效的定義：

由于被測的接收機(jī)不是工作在線性區(qū)域，而信號源法需要知道被測網(wǎng)絡(luò)的等效噪聲帶寬，要準(zhǔn)確測定等效噪聲帶寬是很困難的，因此信號源法測試誤差較大，實(shí)際測試中需采用噪聲源法。常用的采用噪聲源法的測量噪聲系數(shù)方法包括：增益法，Y系數(shù)法和噪聲系數(shù)儀法。使用噪聲系數(shù)測試儀是測量噪聲系數(shù)的最直接方法。在大多數(shù)情況下也是最準(zhǔn)確的。且可在特定的頻率范圍內(nèi)測量噪聲系數(shù)，分析儀能夠同時(shí)顯示增益和噪聲系數(shù)幫助測量。但當(dāng)噪聲系數(shù)超過10 dB，測量結(jié)果非常不準(zhǔn)確。對于MRI的射頻接收機(jī)來說，這種方法所能測量的噪聲系數(shù)的范圍太小，顯然不適用。而增益法和Y系數(shù)法都是利用頻譜儀來測量，所不同的是增益法需要事先知道被測元器件的資用增益，而且受到頻譜儀噪聲基底的限制。Y系數(shù)法是測量噪聲系數(shù)的一種典型方法。在測量中，當(dāng)被測網(wǎng)絡(luò)的輸入端處于2個(gè)不同的資用功率時(shí)(例如：噪聲發(fā)生器的熱態(tài)T和冷態(tài)T)，輸出端可以得到2個(gè)相應(yīng)的資用功率PNO，PNO，通常把這兩個(gè)功率之比記作Y，設(shè)這一個(gè)二端口的網(wǎng)絡(luò)(或是二端口的元器件)等效噪聲溫度為Te，增益為G，被測網(wǎng)絡(luò)的噪聲系數(shù)為F，可得：

利用Y因子測量噪聲系數(shù)需要冷噪聲源和熱噪聲源以便在輸入端實(shí)現(xiàn)不同的噪聲功率輸入，通常是通過對固態(tài)噪聲源加電壓和不加電壓實(shí)現(xiàn)，即當(dāng)噪聲發(fā)生器被施加直流電壓時(shí)，噪聲發(fā)生器產(chǎn)生噪聲輸出形成熱噪聲源，當(dāng)未施加電壓時(shí)，存在于噪聲發(fā)生器內(nèi)部熱擾動產(chǎn)生的剩余噪聲形成冷噪聲源。加電壓的方法只適合測量較小的噪聲系數(shù)，當(dāng)被測網(wǎng)絡(luò)的噪聲系數(shù)較大時(shí)，需要獲得較高的Y因子來減小測量誤差，因此需要較高的直流電源來獲得熱噪聲源，這在實(shí)際中是難以實(shí)現(xiàn)的，即傳統(tǒng)的Y因子測量方法誤差較大，所以需要對噪聲源進(jìn)行優(yōu)化。由于接收機(jī)的第二級為前置低噪聲放大器，它的噪聲系數(shù)相對于接收機(jī)的其他級很小，可以直接用噪聲系數(shù)儀測量。在接收機(jī)中所使用的低噪聲放大器的增益為30 dB，故可以控制放大器使得它在工作即放大條件為下一級提供熱噪聲源，在不放大條件下提供冷噪聲源，這樣就可以得到較大的Y因子，減小測量大噪聲系數(shù)時(shí)的誤差。而且不需要額外的噪聲源和直流電源，簡化了設(shè)計(jì)。

2、多路信道切換(RF SWITCH)的實(shí)現(xiàn)

實(shí)驗(yàn)所用到的接收機(jī)有8個(gè)通道，實(shí)際測量噪聲系數(shù)需要對每個(gè)通道單獨(dú)用頻譜儀進(jìn)行測量，即八個(gè)通道只有一個(gè)通道工作，另外7個(gè)通道處于斷路狀態(tài)，而在射頻接收機(jī)中，沒有接收信號的通道輸入需要用50 Ω的電阻蓋住。根據(jù)以上分析需要設(shè)計(jì)一個(gè)8通道選任一通道的射頻開關(guān)，且不工作的其他通道輸出端呈50 Ω阻抗。

這種特性可利用PIN開關(guān)設(shè)計(jì)。PIN開關(guān)是利用PIN二極管不同偏置下電特性制成的射頻半導(dǎo)體控器件。它具有優(yōu)良的開關(guān)特性：當(dāng)PIN二極管正向直流偏置時(shí)對射頻信號呈近似短路狀態(tài);當(dāng)PIN二極管反向偏置時(shí)對射頻信號呈近似開路狀態(tài)。PIN二極管開關(guān)具有控制速度快、損耗小、功率容量大的特點(diǎn)。

如圖1所示，在每一路通道放置一個(gè)單刀單擲射頻開關(guān)，每個(gè)開關(guān)均有一根控制線控制其通斷。通過對8路控制線設(shè)置選擇惟一的1路導(dǎo)通即可實(shí)現(xiàn)八選任一路的切換。

用矢量網(wǎng)絡(luò)儀RS ZVB4測量該射頻開關(guān)的頻率范圍、插入損耗及隔離度，結(jié)果如圖2所示：

圖2為本文所設(shè)計(jì)的射頻開關(guān)在中心頻率為63.6 MHz，帶寬為120 MHz下的特性，圖2為開關(guān)導(dǎo)通時(shí)的S21曲線。圖2的上方曲線為開關(guān)截止時(shí)的S21，下方曲線為截止時(shí)的S22(反映輸出端的反射特性)。由圖知該開關(guān)在導(dǎo)通狀態(tài)下的插入損耗僅為-0.259 dB;而在隔離狀態(tài)下中心頻率附近的傳輸損耗為-32.205 dB，且輸出端的反射系數(shù)為-34.568 dB。說明該開關(guān)在以接收機(jī)的工作頻率為中心頻率的寬帶范圍內(nèi)具有良好的導(dǎo)通和截止特性，且在截止?fàn)顟B(tài)下輸出端匹配良好。因?yàn)榻邮諜C(jī)只工作在中心頻率附近的窄帶范圍，故此開關(guān)設(shè)計(jì)指標(biāo)符合要求，且性能比設(shè)計(jì)指標(biāo)更為優(yōu)越。

3、接收機(jī)噪聲測試結(jié)構(gòu)及具體方法

接收機(jī)所接收到的信號的載波頻率為63.6 MHz的窄帶信號，故只需測量中心頻率63.6 MHz，帶寬范圍較小的噪聲特性。噪聲測試需要測量出每一級的噪聲系數(shù)，而接收機(jī)的每一級的噪聲系數(shù)及增益各有不同，為了測量的準(zhǔn)確性，必須用使用不同的測量方法。

由于低噪放的噪聲系數(shù)較小，可以直接用噪聲系數(shù)儀測量。實(shí)驗(yàn)中用Agilent公司生產(chǎn)的N8973A噪聲儀進(jìn)行測量，由于接收機(jī)所使用的低噪放直流供電在輸出端，而噪聲系數(shù)儀的輸入端不能直接接直流電，故測量時(shí)要在放大器的輸出接隔直電容再連入噪聲儀。

對于接收機(jī)中噪聲系數(shù)較大的網(wǎng)絡(luò)，需要用上文提到的優(yōu)化Y因子的測量方法，由于接收機(jī)本身的構(gòu)造以及此種方法中需要放大器工作在放大/不放大2 種狀態(tài)，測量中需要設(shè)計(jì)控制電路來達(dá)到測量要求。如圖3，虛線方框內(nèi)為實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)的通道切換和前置放大器控制電路、方框外為接收機(jī)模型、放大器輸入端用50 Ω替代接收線圈提供噪聲輸入，同時(shí)為了簡化框圖，只畫出接收機(jī)的放大器后2級。在MRI射頻接收機(jī)中，為低噪聲放大器供電的電壓(DC+10 V，如圖3所示)是從系統(tǒng)的RF芯線即信號線引出的，測試設(shè)計(jì)中在每一路放置1個(gè)直流開關(guān)(K1～K8)控制放大器供電電壓的通斷。C3為隔直電容，L1，L2起到阻斷射頻信號，導(dǎo)通直流的作用，當(dāng)某一路直流開關(guān)K閉合，10 V直流電壓通過L2，L1到達(dá)放大器輸出端，為放大器供電，使該路處在噪聲放大狀態(tài)。當(dāng)K斷開時(shí)放大器無供電電壓，起不到噪聲放大作用?？刂浦绷鏖_關(guān)K的通斷即可為接收機(jī)的每一級測試提供冷熱噪聲源。

測試中，設(shè)置各路開關(guān)的控制線，使要測的那路導(dǎo)通，其余路斷開，閉合該通道的直流開關(guān)，然后用頻譜儀測量輸出的噪聲譜密度PNO_n，而后斷開該路的直流開關(guān)，再用頻譜儀測量輸出的噪聲譜密度PNO_n，由于室溫T0(290 K)的噪聲譜密度P。約為-174 dBm，設(shè)噪聲源的等效溫度為Tn，Tn，可得：

實(shí)驗(yàn)用的頻譜儀為Agilent公司的F4411B，測試的中心頻率為63.6 MHz，SPAN取20 MHz。選取“Function”中的“Noise，設(shè)定合適的VBW/RBW，調(diào)節(jié)RefLevel使頻譜儀位于噪聲基底，當(dāng)Ref Level取-63 dBm時(shí)達(dá)到噪聲基底，經(jīng)“Average”后顯示為-153.1 dBm?？刂泼柯稢ON線，使得通路再8個(gè)信道轉(zhuǎn)換，重復(fù)以上的測量步驟，便可得到每一路的噪聲系數(shù)。

4、結(jié)語

利用此種方法對MRI射頻接收機(jī)各個(gè)通道切換下的各級進(jìn)行了噪聲系數(shù)測試，實(shí)測的各個(gè)通道與設(shè)計(jì)中定義的指標(biāo)值相差0.2 dB范圍內(nèi)，且由于高頻通信系統(tǒng)的接收部分具有一定的共性，即通常下考慮整個(gè)接收機(jī)的噪聲系數(shù)特性，接收機(jī)的第一級都要接前置低噪聲放大器。故此類方法可以推廣到其他的射頻接收機(jī)當(dāng)中。

本文解決了射頻接收機(jī)多路信道噪聲系數(shù)比較以及接收機(jī)不同模塊的噪聲系數(shù)測量。獨(dú)創(chuàng)性地利用接收機(jī)前端的低噪聲放大器提供冷熱噪聲源優(yōu)化Y因子測量方法，并以MRI射頻接收機(jī)為例設(shè)計(jì)出性能優(yōu)越的多路射頻開關(guān)實(shí)現(xiàn)信道切換，實(shí)踐證明該方法是適用而有效的。