O定相位同{ RF 測量系y： MIMO 到波束x形

概觀

自從傳送出第一筆無線電波之后，工程師就持續(xù)發(fā)明新方法，以最佳化電磁微波訊號。RF 訊號已廣泛用於多種應(yīng)用，其中又以無線通訊與 RADAR 的 2 項特殊應(yīng)用正利用此常見技術(shù)。就本質(zhì)而言，此 2 項應(yīng)用的獨到之處，即是利用電磁波的空間維度 (Spatial dimension)。直到今天，許多無線通訊系統(tǒng)整合了多重輸入/輸出 (MIMO) 天線架構(gòu)，以利用多重路徑的訊號傳播 (Propagation) 功能。此外，目前有多款 RADAR 系統(tǒng)均使用電磁波束控制 (Beam steering)，以取代傳統(tǒng)的機械控制傳輸訊號。這些應(yīng)用均屬於多通道相位同調(diào) (Phase coherent) RF 量測系統(tǒng)的主要行進動力之一。

就本質(zhì)而言，此 2 項應(yīng)用的獨到之處，即是利用電磁波的空間維度 (Spatial dimension)。直到今天，許多無線通訊系統(tǒng)整合了多重輸入/輸出 (MIMO) 天線架構(gòu)，以利用多重路徑的訊號傳播 (Propagation) 功能。此外，目前有多款 RADAR 系統(tǒng)均使用電磁波束控制 (Beam steering)，以取代傳統(tǒng)的機械控制傳輸訊號。這些應(yīng)用均屬於多通道相位同調(diào) (Phase coherent) RF 量測系統(tǒng)的主要行進動力之一。

介紹

The modular architectures of PXI RF 儀器 (如 NI PXIe-5663 6.6 GHz RF 向量訊號分析器與 NI PXIe-5673 6.6 GHz RF 向量訊號a生器) 的調(diào)變架構(gòu)，使其可進行 MIMO 與波束賦形 (Beamforming) 應(yīng)用所需的相位同調(diào) (Phase coherent) RF 量測作業(yè)。圖 1 表示常見的量測系統(tǒng)， 1 組 PXI-1075 - 18 槽式機箱中安裝 4 組同步化 RF 分析器，與 2 組同步化 RF 訊號a生器。

圖 1. 常見的 PXI 相位同調(diào) RF 量測系統(tǒng)

此篇技術(shù)文件將說明設(shè)定相位同調(diào) RF a生或X取系統(tǒng)時，其所需的技術(shù)。此外，亦將針對多組 RF 分析器之間的相位延遲，逐步呈現(xiàn)校首饕擔以達最佳效能。

相位同調(diào) RF 訊號a生

若要設(shè)定任何相位同調(diào) RF 系統(tǒng)，則必須同步化裝置的所有時脈訊號。透過 NI PXIe-5673 - 6.6 RF 向量訊號a生器，即可直接進行升轉(zhuǎn)換 (Upconversion)，以將基頻 (Baseband) 波形編譯 RF 訊號。圖 2 即說明雙通道 RF 向量訊號a生器的基本架構(gòu)。請注意，在 2 個通道之間必須共用 2 組基頻取樣時脈與局部震U器。

圖 2. 同步化 2 個 RF a生通道

在圖 2 中可發(fā)現(xiàn) NI PXIe-5673 共包含 3 個模組，分別椋PXI-5652 連續(xù)波合成器 (Synthesizer)、PXIe-5450 任意波形a生器，與 PXIe-5611 - RF 調(diào)變器。由於這些模組可合闋櫚ネǖ賴 RF 向量訊號a生器，因此亦可整合其他任意波形a生器 (AWG) 與 RF 升轉(zhuǎn)換器 (Upconverter)，用於多通道的訊號a生應(yīng)用。在圖 2 中，共有 1 組標實 PXIe-5673 (由 3 個模組所構(gòu)成) 整合 1 組 NI PXIe-5673 MIMO 擴充組合。而擴充組合共容納了 1 組 AWG 與調(diào)變器，可建構(gòu)第二個訊號a生通道。

相位同調(diào) RF 訊號X取

除了 PXIe-5673 - RF 向量訊號a生器之外，PXIe-5663 - RF 向量訊號分析器亦可設(shè)定用於多通道應(yīng)用。當設(shè)定多組 PXIe-5663 進行相位同調(diào) RF 訊號X取作業(yè)時，亦必須注意類似事項，以確實進行 LO 與基頻/中頻 (IF) 訊號的同步化。PXIe-5663 可利用訊號階段 (Signal stage) 并降轉(zhuǎn)換 IF，亦可進行數(shù)位升轉(zhuǎn)換榛頻。與傳統(tǒng)的 3 階段式超外差 (Superheterodyne) 向量訊號分析器不同，此架構(gòu)僅需於各個通道之間同步化單一局部震U器 (Local oscillator，LO)，因此檣瓚ㄏ轡煌調(diào)應(yīng)用最簡單的方法之一。若要同步化多組 PXI-5663 分析器，則必須於各組分析器之間分配共用的 IF 取樣時脈與 LO，以確保各個通道均是以相位同調(diào)的方式進行設(shè)定。圖 3 則樗通道系統(tǒng)的范例。

圖 3. 同步化雙通道的 VSA 系統(tǒng)

在圖 3 中可看到 PXIe-5663 - RF 向量訊號分析器是由 PXI-5652 連續(xù)波合成器、PXIe-5601 - RF 降轉(zhuǎn)換器，與 PXIe-5622 - IF 示波器所構(gòu)成。當向量訊號分析器整合 PXIe-5663 MIMO 擴充組合時，隨即新增了降轉(zhuǎn)換器與示波器，以建構(gòu)雙通道的 RF X取系統(tǒng)。

若要了解多組 RF 向量訊號分析器的同步化方法，則必須先行深入了解 PXIe-5663 - RF 訊號分析器的詳細程式圖。在圖 4 中可看到，即便僅使用單一 LO 將 RF 降轉(zhuǎn)換 IF，則各組分析器實際亦必須共用 3 組時脈。

圖 4. PXIe-5663 - RF 向量訊號分析器的詳細程式圖

如圖 4 所示，各個 RF 通道之間必須共用 LO、ADC 取樣時脈、數(shù)位降轉(zhuǎn)換器 (DDC)，與數(shù)值控制震U器 (Numerically controlled oscillator，NCO)。如圖 4 所見，即便各組示波器之間共用 10 MHz 時脈，其實亦極樽愎弧５備髯槭靜ㄆ髦間僅共用 10 MHz 參考時，即可a生非相關(guān)的通道對通道相位抖動 (Phase jitter);而於 IF a生的相位雜訊強度，亦將由 RF 的 LO 相位雜訊所覆蓋。

數(shù)位降轉(zhuǎn)換的特性

在了解相位同調(diào) RF X取系統(tǒng)的精確校史絞街前，必須先了解應(yīng)如何於基頻觀察 RF 的訊號特性。此處以相同中心頻率，且以送 (Loopback) 模式設(shè)定的 VSG 與VSA 槔。如圖 5 所示，具備精確分析器中心頻率的降轉(zhuǎn)換 RF 訊號，將依基頻呈現(xiàn) DC 訊號。此外，由於基頻訊號屬於復雜波形，因此亦可將訊號的相位 (Θ) 分析而槭奔浜式。在圖 5 中可發(fā)現(xiàn)，只要 RF 向量訊號a生器與分析器互橥相 (In-phase)，則「Phase vs. time」波形將呈現(xiàn)穩(wěn)定的相位偏移 (Phase offset)。

圖 5. 了解基頻訊號頻率偏移所造成的影響

相對來說，只要 RF 音調(diào) (Tone) 與分析器的中心頻率a生小幅誤差，隨即可造成極大的差異。當降轉(zhuǎn)換榛頻時，偏音 (Offset tone) 所a生的基頻 I (亦 Q) 訊號即屬於正弦波。此外，基頻正弦波的頻率即等於「輸入音調(diào)與分析器中心頻率之間的頻率差異」。因此如圖 6 所示，「Phase versus time」圖將呈現(xiàn)線性關(guān)S。

圖 6. 未校氏低持械 10 MHz 音調(diào)「Phase vs. Time」關(guān)S圖

從圖 6 可發(fā)現(xiàn)，相位於每個微秒 (Microsecond) 可提升將近 360 – 亦即所a生的音調(diào)與分析器的中心頻率，可確實 1 MHz 偏移。圖 6 中亦可發(fā)現(xiàn)，2 組同步取樣示波器之間保持著極小卻穩(wěn)定的相位差 (Phase difference)。此離散相位差是起因於 LO 供電至各組降轉(zhuǎn)換器之間的連接線長度差異。如接下來所將看到的，只要針對其中 1 個 RF 通道調(diào)整 DDC 的開始相位 (Start phase)，即可輕進行校省

如圖 7 所示，要量測 2 組分析器之間相位偏移的精確方式之一，即是以 2 組分析器的中心頻率a生單一音調(diào)。

圖 7. 雙通道 RF 分析器相位的校什饈隕瓚

透過分配器 (Splitter) 與對應(yīng)的連接線長度，即可量測各組分析器的「Phase versus time」。假設(shè)訊號a生器與分析器均集中橄嗤的 RF 頻率，則可發(fā)現(xiàn)各組分析器的「Phase versus time」圖甚橐恢?。?8 即呈現(xiàn)此狀態(tài)。

圖 8. 各組同步取樣的 ADC 均將具有相同的相位偏移

從圖 8 可明顯發(fā)現(xiàn)，共用相同 LO 與 IF 取樣時脈的 2 組分析器，將維持穩(wěn)定的相位偏移。事實上，各組分析器之間的相位差 (圖 8 中的 Θ = 71.2°) 均可進行量測并補償之。若要補償各組分析器之間的相位差，則僅需於 DDC 中調(diào)整 NCO 的開始相位。若 NCO 所使用的 IF 中心頻率，即用於a生最后基頻 I 與 Q 訊號，則此 NCO 本質(zhì)即槭位正弦波。在圖 8 中可發(fā)現(xiàn)，以菊鏈 (Daisy-chained) 方式連接的 RF 分析器，可透過特定中心頻率a生 71.2° 的載波相位差。在整合了第二組 LO 的連接線長度，與其所使用的中心頻率之后，即可決定確切的相位偏移。若將 71.2° 相位延遲 (Phase delay) 套用至主要 DDC 的 NCO 上，則可輕調(diào)整 2 個通道的基頻訊號相位;如圖 9 所示。

圖 9. 校使后的相位同調(diào) RF X取通道「Phase vs. Time」

一旦校矢髯櫸治銎韉 NCO 完畢，則 RF 分析器系統(tǒng)即可進行 2 個通道以上的相位同調(diào) RF X取作業(yè)。事實上，多通道應(yīng)用可同步化最多 4 組 PXIe-5663 - RF 向量訊號分析器。