簡化電流感應：如何使用電流檢測放大器進行設(shè)計（三）

第1章：電流檢測概述,集成電阻器電流傳感器如何簡化PCB設(shè)計

第 2 章：超出范圍電流測量,測量電流以檢測超出范圍的情況

第 3 章：開關(guān)系統(tǒng)中的電流檢測具有增強型PWM抑制功能的低漂移、精密直列式電機電流測量（√）

具有 PWM 抑制功能的高側(cè)驅(qū)動、高側(cè)電磁閥監(jiān)視器

開關(guān)電源中的電流模式控制

開關(guān)電源電流測量

使用高速放大器增加低側(cè)分流監(jiān)測的測量帶寬

第4章：集成電流檢測信號鏈 集成電流檢測信號路徑

第5章：寬VIN 和隔離式電流測量 將差分輸出（隔離式）放大器連接到單端輸入ADC

具有增強型 PWM 抑制功能的低漂移、精密直列式電機電流測量

隨著提升系統(tǒng)效率的需求不斷增長，我們面臨著改善電 機工作效率和控制功能的直接壓力。幾乎所有類型的電機均面臨著這種需求壓力，包括白色家電、工業(yè)驅(qū)動器 和汽車應用中使用的電機。為了確保電機以其峰值效率運行，其反饋到控制算法中的運行特性至關(guān)重要。相電流是系統(tǒng)控制器使用的這些 重要診斷反饋要素（用于實現(xiàn)最佳的電機性能）之一。

由于測量信號具有連續(xù)性并與相電流直接相關(guān)，因此， 測量電機電流的理想位置應直接與每個相位保持一致，如圖 1 所示。測量其他位置（例如每個相位的低側(cè)）的電流需要進行重組和處理，然后控制算法才可以使用有意義的數(shù)據(jù)。

電機的驅(qū)動電路可生成脈寬調(diào)制 (PWM) 信號來控制電機的運行。這些調(diào)制信號使得位置與各電機相位一致的測量電路進行共模電壓 (VCM) 轉(zhuǎn)換，在轉(zhuǎn)換過程中，電壓將在極短時間內(nèi)在不同高電壓電平之間進行切換。完美的放大器能夠完全抑制測量的 VCM 分量，僅放大與流經(jīng)分流電阻器 的電流相對應的差分電壓。不幸的是，實際的放大器并不理想，會受到大 PWM 驅(qū)動輸入電壓階躍的影響。 由于實際的放大器無法進行無限的抑制共模，因此放大器輸出端可能會出現(xiàn)與每個輸入電壓階躍相對應的大幅度意外干擾，如圖 2 所示。這些輸出干擾（或故障）可能極大，輸入轉(zhuǎn)換后需要很長時間才能穩(wěn)定， 具體取決于放大器特性。

此類測量的常用方法是選擇帶寬較高的電流檢測放大器。為了保持在可聽頻率范圍之上，典型的調(diào)制頻率 范圍為 20kHz 至 30kHz。用于在這些 PWM 驅(qū)動應用 中進行直列式電流測量的放大器選擇以信號帶寬在 200kHz 至 500kHz 范圍內(nèi)的放大器為目標。以往選擇放大器時并不基于顯著低于 PWM 信號帶寬的實際信號帶寬。選擇更高的放大器帶寬可以使輸出干擾在輸入電壓轉(zhuǎn)換后快速穩(wěn)定下來。

INA240 是一款高共模雙向電流檢測放大器，專為 這些類型的 PWM 驅(qū)動應用而設(shè)計。 該器件通過使用集成式增強型 PWM 抑制電路來顯著降低輸出干擾 并快速穩(wěn)定，從而解決在存在大共模電壓階躍時測量小差分電壓的問題。標準電流檢測放大器依靠高信號帶寬使輸出在階躍后快速恢復，而 INA240 快速電流檢測放大器具有內(nèi)部 PWM 抑制電路，可以在改進 輸出響應的同時降低輸出干擾。 圖 3 說明了 INA240 輸出響應在此內(nèi)部增強型 PWM 抑 制功能作用下的改進。

對于許多三相應用，有少量與該直列式電流測量精度相關(guān)的要求。除了具有快速響應的輸出以確保對補償 回路的充分控制之外，還需要具有有限的輸出干擾，以 防止出現(xiàn)錯誤的過流指示。對于電動助力轉(zhuǎn)向 (EPS) 等 其他系統(tǒng)，必須通過精密電流測量為轉(zhuǎn)矩輔助系統(tǒng)提供 所需的反饋控制。

EPS 系統(tǒng)的主要目標是通過在駕駛員施加于方向盤 上的轉(zhuǎn)矩上增加額外的轉(zhuǎn)矩以幫助轉(zhuǎn)向，同時在轉(zhuǎn) 向響應中提供與駕駛條件相對應的典型 注意事項。在該嚴格控制的系統(tǒng)中，相間電流測量誤差 會變得非常明顯。相位之間的任何未加考慮的變化 都會直接導致駕駛員通過方向盤察覺到的扭矩波動增大。

減少測量誤差，尤其是溫度引發(fā)的誤差對于保持精確反 饋控制并提供無縫用戶體驗至關(guān)重要。 常用的系統(tǒng)級校準能夠不斷降低室溫下對于放大器性 能的依賴性，從而實現(xiàn)精確的測量。

然而，隨著運行溫度的不斷變化，考慮參數(shù)漂移（如 輸入偏移電壓和增益誤差）更具挑戰(zhàn)性。良好的溫度 補償方案基于放大器在整個溫度范圍內(nèi)的性能 變化特征，并依賴于系統(tǒng)間對外部條件的一致且可重復的響應。對于降低對復雜補償方法的需求而言，在將溫 度引起的偏移降至最低的情況下提高放大器保持穩(wěn)定的 能力是一種理想選擇。

INA240 在室溫下具有 25μV 的最大輸入失調(diào)電壓和 0.20% 的最大增益誤差規(guī)格。對于要求溫度穩(wěn)定測量 的應用，該器件的輸入失調(diào)電壓漂移為 250nV/°C， 放大器增益漂移為 2.5ppm/°C。即使工作溫度在系統(tǒng) 的完整溫度范圍內(nèi)發(fā)生變化，測量精度依然恒定不變。INA240 將測量溫度穩(wěn)定性、寬動態(tài)輸入范圍和增 強型 PWM 輸入抑制（這一點最重要）融合在一起，非常適合需要精確可靠的測量以實現(xiàn)精確控制性能的 PW M 驅(qū)動應用。

備選器件建議

INA282 能夠非常精確地測量大共模電壓，這些電壓的 變化速度不會像 PWM 驅(qū)動應用的典型變化速度那樣 快，因此您可以在高電壓直流應用中使用它。 LMP8481 是一款雙向電流檢測放大器，適用于不要求 放大器的輸入電壓范圍中包含接地的高共模電壓。

具有 PWM 抑制功能的高側(cè)驅(qū)動、高側(cè)電磁閥監(jiān)視器

電磁閥是一種機電設(shè)備，通過將線圈繞在可移動的鐵質(zhì)材料（稱為電樞或栓塞）上制成。通過線圈的電流產(chǎn)生 磁場，使電樞在固定范圍內(nèi)移動。圖1是機電電磁閥的圖示。

您通常會在簡單的開/關(guān)應用（例如僅需要兩種工作狀態(tài)的繼電器）中找到電磁閥，電磁閥也用于電流與電樞 的位置成正比的線性操作。線性電磁閥用于需要精確調(diào) 節(jié)壓力、液體流動（如工業(yè)應用）或氣流（如關(guān)鍵醫(yī)療 應用的設(shè)備。在汽車應用中，線性電磁閥用于燃油噴射器、變速器、液壓懸架甚至觸覺效果。

存在多種用于連接和驅(qū)動電磁閥的配置。一種常見的方 法是使用高側(cè)驅(qū)動器配置，其中電流檢測放大器連接在 高側(cè)開關(guān)和電磁閥之間，如圖 2 所示。這種配置的一個好處是當高側(cè)開關(guān) 關(guān)閉時，電磁閥與電池電壓隔離。避免電磁閥與電池電 壓持續(xù)相連可減緩電磁閥老化并防止其過早出現(xiàn)故障。

圖2中所示的電流檢測放大器必須能夠抑制高共模 dv/ dt 信號，并支持降至接地以下的共模電壓。 當高側(cè)開 關(guān)接通時，電磁閥由從電池流出的電流供電。高側(cè)開關(guān) 的占空比決定 流經(jīng)電磁閥的電流，該電流又相應地控制柱塞的行程。當高側(cè)開關(guān)斷開后，電流流經(jīng)反激式 二極管，強制共模電壓將一個二極管的電壓降至接地電壓以下。

電磁閥和閥具有很高的電感。電磁閥的有效阻抗可簡化為電阻和電感。線圈使用銅（4,000ppm/°C）制造，有 效電阻隨電磁閥的類型而異，范圍為 1Ω（用于觸覺應 用）至 10Ω（用于線性或位置閥系統(tǒng)）。所有電磁閥 的電感均介于 1mH 和 10mH 之間。 圖 3 顯示了 25°C 和 125°C 時開環(huán)模式下電磁閥 驅(qū)動器的電流曲線。在 100°C 的環(huán)境溫度升高幅度 下（無銅 電阻補償），柱塞行程精度約為 40％。電磁閥電流直 接控制栓塞的行程。如果環(huán)境溫度發(fā)生變化，則栓塞的 行程隨之改變，這將影響壓力、液體或空氣調(diào)節(jié)等輸出控制。

通過測量電磁閥和閥應用中的電流，可以檢測電磁閥工作特性的變化。通過電流測量，可以利用老化的電磁閥 的磁場減小 在有故障的組件失靈之前識別這些組件。在開環(huán)電 磁閥控制系統(tǒng)中，有效阻抗的變化會在銅繞組溫度上升 100°C 時發(fā)生 40% 的漂移。電流 控制反饋環(huán)路中使用的電流測量可以將電磁閥在整個溫度范圍內(nèi)的阻抗變化從 40% 降 低至 0.2%（使用 INA240 電流檢測放大器）。

INA240 是一款高側(cè)雙向電流檢測放大器，可支持 -4V 至 +80V 的大共模電壓。INA240 采用可抑制 dv/dt 信 號的電路，專為在脈寬調(diào)制 (PWM) 應用中工作 而設(shè)計。它可以縮短消隱時間，從而能夠以較低的占空比實現(xiàn)精確的 PWM 電流測量。 

該器件的低失調(diào)電壓、漂移、增益和 400kHz 的高帶寬可實現(xiàn)精確的直列式電流測量。需要精確控制液體、空氣和壓力的閥應用將受益于電流測量期間的精 度和溫度穩(wěn)定性。

備選器件建議

如果您需要較低的負共模電壓，請考慮 INA193。該器件 -16V 的輸入范圍能夠在電磁閥跳變電壓較高時 提供充足的裕量。不過，INA193 存在一個折衷，即 PWM 干擾抑制及其針對高 dv/dt 信號可實現(xiàn)快速穩(wěn)定的響應。

對于需要更高信號帶寬和低輸入失調(diào)電壓漂移的應用，LMP8640HV 是另一款能夠滿足高側(cè)驅(qū)動配置要求 的電流檢測放大器。

LMP8278Q-Q1 符合汽車電子委員會 (AEC)-Q100 標準，可在 -40°C 至 +125°C 的環(huán)境溫度范圍內(nèi)保證器件規(guī)格。在采用范圍為 -2V 至 +40V的共模電壓時，您可以在需要精確控制底盤中的電磁閥的動力系統(tǒng)應用中使用 LMP8278。

開關(guān)電源中的電流模式控制

大多數(shù)開關(guān)電源采用閉環(huán)反饋電路，以便在各種瞬態(tài)和 負載條件下提供穩(wěn)定的電源。反饋方法選項分為兩大類：電壓模式控制 (VMC) 和電流模式控制 (CMC)。這 兩種方法各有優(yōu)點和缺點，我們可以根據(jù)它們的優(yōu)缺點來確定適合終端設(shè)備應用的選擇。

控制方法

VMC將經(jīng)調(diào)節(jié)的輸出電壓值用作反饋信號。該方法為控制路徑提供了簡單直接的反饋架構(gòu)，但確實存在一些缺點。最大的缺點是輸出電壓調(diào)節(jié)需要首先檢測到輸出電壓的變化并通過整個反饋信號和濾波器進行傳播，然后才能對輸出進行相應的 補償。

對于需要高水平調(diào)節(jié)的系統(tǒng)而言，這可能會產(chǎn)生慢 得無法接受的響應。全新 反饋補償需要較高級別的分析，以解決輸出低通濾波 器導致的兩個極點。此外，還必須對反饋組件值進行調(diào)節(jié)，因為不同的輸入電壓會影響總體環(huán)路增益。

CMC通過將電感器電流波形用于控制來解決 VMC 的不足。該信號作為第二個快速響應控制環(huán)路包含在輸出電壓反饋環(huán)路中。額外增加的反饋環(huán)路很有可能會增加電路/反饋的復雜性，因此，作為設(shè)計要求的一部分，您需要評估其優(yōu)點。

通過將電感器電流用作反饋控制的一部分：

? 與僅將輸出電壓用于反饋控制相比，附加的電流 反饋環(huán)路響應更快。此外，利用電感器電流信息，您可以將電路設(shè)計為提供逐脈沖限流功能， 以允許針對限流需求進行快速檢測和控制。

? 電源看起來類似于電壓控制型電流源。這允許進行模塊化電源設(shè)計，以支持在并行配置中的多個電源之間進行負載共享。

? 可以將控制環(huán)路中的電感器影響降至最低，因為電流反饋環(huán)路能夠有效地降低對單極補償?shù)囊蟆?nbsp;

盡管CMC可解決VMC的某些缺點，但它也會帶來可能影響電路性能的挑戰(zhàn)。增加電流反饋環(huán)路會增加控制/反饋電路和電路分析的復雜性。選擇 CMC 時， 您需要考慮的其他因素包括整個占空比范圍內(nèi)的穩(wěn)定 性和對噪聲信號的敏感性。CMC可以分為多種不同類 型的控制方案：峰值、谷值、仿真、遲滯和平均CMC。讓我們來討論電路設(shè)計中兩種最常用的方法：峰值和平均 CMC。

峰值 CMC

峰值 CMC 直接將電流波形用作脈寬調(diào)制 (PWM) 生成比較器中的斜坡波形，而不是像 VMC 那樣使用外部生成的鋸齒或 三角信號。電感器電流或高側(cè)晶體管電流波形的上升斜坡部分可在現(xiàn)有電壓控制環(huán)路之外提供快速響應控 制環(huán)路。如圖 1 所示，將電流信號與電壓誤差放大器 的輸出進行比較可以為電源生成 PWM 控制信號。

開關(guān)電源可在輸入和輸出電源軌之間提供高級別的效率。為了保持高轉(zhuǎn)換器效率，用于測量電感器電流的檢測電阻器應盡可能小，以降低測量導致的功率損耗。該小值電阻器可導致小振幅反饋信號。 由于電感器電流波形直接用作比較器輸入信號，因此峰值 CMC 容易受噪聲和電 壓瞬態(tài)的影響，這是眾所周知的。在使用 INA240 等具有高共模抑制比 (CMRR) 的電流檢測放大 器可抑制與 PWM 信號和系統(tǒng)相關(guān)聯(lián)的瞬態(tài)。 憑借 IN A240 的增益靈活性，可以對電感器電流波形進行放大，以便為比較提供更大的信號，而無需額外的增益或犧牲性能。此外，低偏移和低增益誤差可減少設(shè)計變化和溫度變化。

為了使用峰值 CMC，電感器電流需要高共模電壓測量。全新共模范圍允許寬電源輸入和輸出電壓范圍。峰值 PCMC 通常會添加斜坡補償以解決占空比大于 50% 時的穩(wěn)定 性問題。系統(tǒng)會首先為電感器電流添加斜坡補償，然 后才能將其用作比較器輸入信號。

平均 CMC 

平均CMC 會首先使用電感器電流波形和附加的增益和集成級，然后再將信號與外部提供的斜坡波形進行比較（與 VMC 類似）。這可以提高防噪性能并且無需斜坡補償。圖 2 顯示了降壓轉(zhuǎn)換器的平均CMC運行方框圖。

使用平均CMC可以通過INA240的高CMRR將峰值CMC的噪聲敏感性提高到可接受的性能水平，從而有助于進一步降低瞬態(tài)。需要利用 INA240 的高共模范圍來進行 電感器電流測量，并允許在寬輸出電壓范圍中使用電流放大器。INA240 的高精度和低漂移規(guī)格可在不同 的溫度和組件上提供一致的測量。

INA240 為測量精度提供必要的性能和功能，以保持良好的信號完整性控制。INA240 在室溫下具有 25μV的最大輸入失調(diào)電壓和 0.20% 的最大增益誤差規(guī)格。溫度穩(wěn)定性對維持系統(tǒng)性能而言非常重要，I NA240 可提供 250nV/°C 的輸入失調(diào)電壓漂移和 2.5pp m/°C 的放大器增益漂移。INA240 具有增強型PWM抑制功能，以提高大共模瞬態(tài)和寬共模輸入范圍條件下的 性能，從而適應最大的電源輸出電壓變化。

備選器件建議

INA282 允許針對高共模電壓進行電流測量，這使其成 為不具有 PWM 信號的高電壓直流應用的理想之選。 LMP8481 是一款雙向電流檢測放大器，適用于不要求放大器的輸入電壓范圍包括接地的高共模電壓應用。

開關(guān)電源電流測量有多種不同的可以滿足系統(tǒng)電源要求的開關(guān)電源拓撲。直流/直流開關(guān)轉(zhuǎn)換器可以將較高電壓 直流軌降低為較低電壓直流軌。這些轉(zhuǎn)換器架構(gòu)包括降壓、升壓、降壓/升壓和反激式拓撲。直流/交流開關(guān)轉(zhuǎn)換器可以將直流輸入電 壓轉(zhuǎn)換為交流輸出電壓。

顧名思義，開關(guān)轉(zhuǎn)換器采用各種開關(guān)、晶體管/場效應管 (FET) 和/或二極管，以高系統(tǒng)效率水平將輸入電壓轉(zhuǎn)換為所需的輸出電平。在嘗試精確測量電流波形時，這些轉(zhuǎn)換器的開關(guān) 性質(zhì)帶來了挑戰(zhàn)。在選擇電流檢測放大器時，需要考慮 電壓節(jié)點要求、系統(tǒng)控制要求和測量漂移等因素。

電壓節(jié)點要求

電路架構(gòu)中的每個節(jié)點具有不同的共模電壓和行為。 在其中的每個位置測量電流時，需要在測量電路中考 慮的特性各不相同。 圖 1 說明了降壓 降壓轉(zhuǎn)換器.該電路顯示了一個包含半 H 橋輸出級以及由電感器和電容器構(gòu)成的低通濾波器的基本電路。 未顯示控制電路、輸出級驅(qū)動器和負載。

節(jié)點 1 的電壓取決于轉(zhuǎn)換器的輸入電源。這是轉(zhuǎn)換器將 “降壓”到較低輸出電壓的高電壓。在該節(jié)點上進行的電流測量將測量流經(jīng)半 H 橋的高側(cè)器件的電流，主要用于使用比較器進行過流/短路檢測。在該節(jié)點上進行任何測量時，需要具有高共模電路且該電路的性能要能滿足測量小差分電壓的要求。

節(jié)點2是半H橋的中點，它顯示了開關(guān)電源所基于的脈寬調(diào)制 (PWM) 信號。在該位置進行的電流 測量可以提供電感器電流，以用于系統(tǒng)控制和過流/短路檢測。會對以 PWM 比率在高電壓和接地（或負電 源）之間進行的轉(zhuǎn)換求平均值，以生成正確的輸出電壓。

節(jié)點2的電壓將具有急劇的共模轉(zhuǎn)換，因此在此處進行的測量需要能夠在幅度上處理轉(zhuǎn)換電壓，并且能夠抑制輸出波形中的瞬態(tài)。節(jié)點 3 的電壓是轉(zhuǎn)換器輸出電壓， 在示波器上觀察時，它是具有小電壓紋波的直流電壓電平。在該位置進行的測量 將具有與節(jié)點 1 類似的要求，可提供電感器電流以 用于系統(tǒng)控制和過流/短路檢測。

雖然節(jié)點 3 的電壓低于節(jié)點 1 的電壓，但所需的輸出電壓電平可能仍需要測量電路來處理高模電壓。節(jié)點 4 的電壓依賴于電路的接地端。該節(jié)點將看到較低的、接近于接地的共模電平，因此，與前面提到的位置相比，在該位置進行的測量具有一系列更低的要求。其他直流/直流開關(guān)架構(gòu)具有與上述節(jié)點類似的行為，不過它們可能處于轉(zhuǎn)換器電路中的不同位置。

測量漂移要求

開關(guān)電源是用于實現(xiàn)電壓電平轉(zhuǎn)換的高效電路，但轉(zhuǎn)換中仍存在功率損耗。這些功率損耗是表現(xiàn)為發(fā)熱的系統(tǒng) 效率損失。根據(jù)轉(zhuǎn)換器的功率級別，這可能會成為相當 大的熱源。INA240 具有低熱漂移規(guī)格，這意味著電流 測量不會由于發(fā)熱而顯著變化。為了進一步降低發(fā)熱， INA240 提供了不同的增益版本，從而減小電流檢測電 阻器的值。

傳統(tǒng)放大器的性能可能會隨著放大器增益的增大而顯著下降。通過之下，INA240 的所有增益版本均具有出色的電氣規(guī)格， 可以在不同的增益型號上實現(xiàn)高性能水平。 表 1 比較了不同增益之間的功率耗散。

系統(tǒng)控制和監(jiān)測要求

大多數(shù)開關(guān)電源采用閉環(huán)反饋系統(tǒng)來提供穩(wěn)定、經(jīng)過良 好調(diào)節(jié)的電源。為了提供優(yōu)化的反饋控制，需要進行精密測量。放大器規(guī)格（如偏移和增益誤差等）可以顯著 影響 控制系統(tǒng)的調(diào)節(jié)功能。根據(jù)系統(tǒng)要求和預期的電路復雜性，可以使用不同的反饋方法。

此外，系統(tǒng)電源監(jiān)控是一項不斷增長的需求，因為設(shè)計會優(yōu)化并報告終端設(shè)備不同工作模式期間的功耗。 電壓模式反饋將調(diào)節(jié)版本的輸出電壓與基準電壓進行比較，以獲取誤差電壓。該反饋方法相對簡單， 但提供的反饋較慢，因為系統(tǒng)必須允許輸出電壓變化才能進行調(diào)節(jié)。針對電壓模式反饋的電流測量通常監(jiān)測負載電流，并且確定是否存在任何短路。電壓模式反饋轉(zhuǎn)換器的最重要的電流放大器標準是轉(zhuǎn)換器的共模輸出電壓。這些 轉(zhuǎn)換器上的輸出電壓范圍廣泛，涵蓋用于微處理器和低 電壓數(shù)字電路的低電壓（1.8V 至 5V）到用于 48V 或 更高電壓系統(tǒng)的高電壓。經(jīng)過濾波器之后的輸出波形可 能仍包含可能會干擾測量或?qū)е聹y量出現(xiàn)誤差的噪聲/ 瞬態(tài)。

電流模式反饋向使用系統(tǒng)電流的控制系統(tǒng)添加了反饋環(huán)路。通常使用的電流是轉(zhuǎn)換器中的電感器電流（請參閱 圖 2）。這可以提供與電壓反饋環(huán)路并行運行且快得多的內(nèi)部環(huán)路。一般而言，電流模式反饋的一個缺點是容 易受信號上噪聲/瞬態(tài)的影響。 

電流模式反饋通常分為峰值電流模式控制和平均電流模式控制。峰值電流模式控制直接使用電感器 電流，因此信號上的任何噪聲或瞬態(tài)都會在反饋環(huán)路中產(chǎn) 生干擾。INA240 具有高共模抑制比 (CMRR)，這有助于減 弱輸入信號導致的任何潛在干擾或噪聲。

備選器件建議

對于所需的性能水平低于INA240的應用，請使用INA193系列。

LMP8481是一款雙向電流檢測放大器，適用于不要求放大器的輸入電壓范圍中包含接地的高共模電壓。

使用高速放大器監(jiān)測低側(cè)分流電流，以增加測量帶寬

通過低側(cè)分流電阻器準確快速地檢測負載電流的需求是過流保護、更快的反饋控制環(huán)路、精確的電池和電源監(jiān)測所需的一項關(guān)鍵應用。通常使用低側(cè)電流檢測來測量負載電流，此時測量 在負載和地之間放置的檢測電阻器上的電壓。以分立 方式實現(xiàn)低側(cè)電流監(jiān)測的一種常見方法是在差分配置 中使用電流檢測放大器，如圖1所示。

傳統(tǒng)上，低側(cè)電流測量應用使用專用電流檢測放大器、 精密放大器或通用放大器（連接到外部檢測電阻器）。 不過，在需要檢測小型高速瞬態(tài)脈沖的應用中，這些器 件往往缺乏在單個增益級中準確復制脈沖所需的足夠帶寬。

一種可能的解決方案是使用多個具有較低帶寬器件的增益級，從而增加組件的數(shù)量并且可能增大檢測電阻以便 使用較小的增益。使用大型檢測電阻器會向信號中引入 噪聲，增加功率耗散并導致接地干擾。

相反，另一種解決方案是使用單個高速放大器。通過使用高速放大器，您可以獲得更高 的增益帶寬，從而可以使用單個具有小型檢測電阻器的高增益級。

對于電流檢測應用，您需要選擇具有低偏移和噪聲的放大器，以免降低低電壓測量的精度。 考慮廣泛使用的運算放大器，例如 OPA365。該器件的最大輸入失調(diào)電壓為 200μV，輸入電壓噪聲在 100kHz 時 為 4.5nV/√Hz。OPA365 等放大器 可以在單個高增益級中實現(xiàn)該電路，節(jié)省布板空間，保持較低的檢測電阻器值，并通過單個器件驅(qū)動模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC)。

選擇正確的放大器可簡化可能導致系統(tǒng)損壞或降低電機和伺服效率的高電流尖峰檢測，同時最大限度地提高系統(tǒng)效率。與傳統(tǒng)方法相比，使用高速放大器 解決方案有多項優(yōu)勢。例如，在電源監(jiān)控等應用中，脈沖持續(xù)時間可能低至 1μs。如果不能檢測到這些瞬態(tài)， 短暫的脈沖可能會被忽視，從而導致干擾或系統(tǒng)的其余 部分受到潛在損壞。

圖2顯示，對于增益為50的1μs 短暫脈沖輸入，OPA354 能夠達到 3V 的輸出并且能夠以比 400kHz 儀表放大器或 20MHz 帶寬運算放大器高得多的相似度復制 原始輸入信號。通過查看圖 3 可知，以增益 50 引入 100nA 的輸入脈沖，OPA354 的輸出響應具有比 INA 和 低帶寬器件的輸出響應高得多的相似度。

在另一個示例中，您可以采用一個三相逆變器檢測電阻器來檢測較大的負相電壓。這些脈寬調(diào)制 (PWM) 占 空比往往非常?。捍蠹s為 2μs。電流檢測放大器必須 能夠在此時間范圍內(nèi)穩(wěn)定至 <1%，并且在許多情況下 將驅(qū)動 ADC 以實現(xiàn)最高的系統(tǒng)性能。在三相逆變器等 應用中，您需要在最大的輸出 相對時間變化率下保持低失真。一般而言，高速放大器可提供高于 25V/μs 的壓擺率和小于 0.5μs 的快速建 立時間，因此，當輸入階躍變化導致很高的輸出電壓變化率（表現(xiàn)為短電流脈沖的形式）時，這些放大器是理想之選。

鑒于高壓擺率、更大的帶寬和快速穩(wěn)定，高速放大器有 助于將檢測時間縮短至幾微秒。通過將高速放大器用于 電機控制應用，您可以進行快速精確的電流測量，以實現(xiàn)最佳的動態(tài)電機控制、最小的扭矩波動和最小的可聽 噪聲。

傳統(tǒng)上，當使用運算放大器測量來自分流電阻器的小差分電壓信號時，您需要確保運算放大器具有足夠的帶寬， 以便進行精確的測量， 而不會給信號帶來誤差，從而實現(xiàn)最高的罪魁禍首之一。測量短暫的脈沖可能是一項挑戰(zhàn)，但 通過使用高速放大器，您可以獲得高壓擺率和足夠的帶寬來跟蹤輸入信號。

備選器件建議

對于需要具有與 OPA365 相似性能但具有更高帶寬和壓擺 率的應用，OPA836 系列可提供 560V/μs 的壓擺率以及 120MHz 的增益帶寬積。 對于需要 OPA365 性能但電源范圍更高的應用，LMH661x 系列可提供最高 12.8V 的電源。有關(guān)更多備選器件。