基于單脈沖試驗的IGBT模型的電壓應力測試分析

IGBT（絕緣柵雙極型晶體管）是由MOS（絕緣柵型場效應管）和BJT（雙極型三極管）組成的復合全控型電壓驅動式功率半導體器件，IGBT 作為功率設備的核心器件，在電力電子設備中有著廣泛的應用^[1，2]。市場不僅追求著低成本和高功率密度，對性能和可靠性要求也更高^[3，4]。IGBT 的開關暫態(tài)特性限制著它的最大工作結溫、最大開關頻率、EMC 性能、散熱性能、優(yōu)化電路系統(tǒng)等性能^[5]。

為了進一步了解IGBT 工作性能，筆者搭建了光伏3代IGBT 采用T 型三電平拓撲，額定輸出線電壓315 V，電流230 A，設計輸入電壓范圍500 ～ 1 000 V。目前備選IGBT 模塊為英飛凌F3L400R12PT4_B26、西門康SKiM400TMLI12E4B、富士4MBI400VG-120R-50。英飛凌IGBT 模塊已經搭建了實驗樣機，初步的測試表明英飛凌IGBT 模塊的關斷電壓應力很大。因IGBT 橋臂的耐壓為1 200 V，關斷時只承受一半的母線電壓，電壓應力不是問題。IGBT 的鉗位耐壓值為650 V( 英飛凌、西門康) 或600 V( 富士)，關斷電壓尖峰問題很嚴重^[6]。

1   單脈沖測試原理

本文設計IGBT 測試采用單脈沖測試，開通或關斷狀態(tài)都能測試。為方便起見，只對T3 做單脈沖測試。單脈沖實驗原理示意如圖1 和圖2 所示。

圖1 英飛凌IGBT模塊示意圖

圖2 富士IGBT模塊示意圖

圖1 為英飛凌IGBT 示意圖，對T2 做單脈沖測試時，短路其他IGBT 門極。電壓施加于BUS+ 和BUS_N 功率端子，電感器并聯(lián)于BUS+ 和交流輸出端子。當T2 IGBT 開通時，母線電壓通過T2 反并二極管D2 T3施加于電感上，電感電流線性上升，如紅色實線所示。當?shù)竭_某時刻，T3 關斷，電感電流通過T1 反并聯(lián)二極管D1 續(xù)流，如紅色虛線所示?？刂芓3 IGBT 導通時間，可以改變IGBT 關斷時的電流^[7]。

圖2 為富士IGBT 單脈沖測試示意圖，選用的富士IGBT 采用RB-IGBT。T3 開通時，母線電壓通過導通的T3 施加于電感上，電感電流線性上升，如紅色實線所示。當?shù)竭_某時刻，T3 關斷，電感電流通過T1 反并聯(lián)二極管D1 續(xù)流，如紅色虛線所示。改變T3 導通時間可以控制T3 關斷電流值的大小，如圖3 所示為測試波形圖。

圖3 單脈沖測試波形示意

一般來講，IGBT 模塊DC 母線側都會并聯(lián)高頻Snubber 電容。有母線Snubber 電容情況下，IGBT 關斷電壓過沖分為兩部分，如圖4 所示。第一個尖峰寬度很窄，電壓值最高，見圖4 中的ΔV1。這主要是IGBT 內部寄生電感和Snubber 電容寄生電感產生的。第一個尖峰之后為頻率較低的衰減震蕩，造成的電CE 電壓過沖為ΔV2。這主要是IGBT 關斷造成電流變化，導致寄生電感與Snubber 電容發(fā)生諧振。ΔV2 受到寄生電感及關斷電流影響。

單脈沖( 或雙脈沖) 測試時，可以在母線兩端加Snubber 電容，這樣測試中產生的第一個電壓過沖同實際情況基本相同，具有較大的參考價值。第二個電壓過沖受測試系統(tǒng)的母線寄生電感影響，與實際情況差異較大^[8]。

圖4 IGBT關斷電壓應力示意圖

2   RCD緩沖電路對IGBT電壓應力的影響

按照光伏2 代設計，三電平逆變輸出端子可以增加RCD（電容電阻二極管）緩沖電路來吸收電壓尖峰。單脈沖測試時，也可以增加RCD 緩沖電路。圖5 為富士IGBT 模塊T3 管單脈沖測試時RCD 緩沖工作示意圖，英飛凌和西門康緩沖電路類似，不再贅述。

圖5 T3管RCD緩沖示意圖

T3 關斷時，電感電流一部分通過T1 反并聯(lián)二極管D1 續(xù)流，一部分通過RCD 緩沖電路Ds 流向電容Cs，Cs 電荷通過放電電阻Rs 瀉放。交流輸出端子U 電壓可以通過電容Cs 鉗位，Cs 電壓一般維持在母線電壓，因此T3 關斷電壓應力得以降低。同時直流輸入側并聯(lián)Snubber 電容C_sn。

在圖5 所示的測試電路中，T3 的關斷電壓應力主要受以下幾個因素影響：

1. 門極驅動電阻；

2. 關斷電流；

3. Snubber 電容C_sn；

4. RCD 緩沖電路。

關斷電壓應力不僅受驅動電阻的影響，母線Snubber電容，RCD 緩沖電容也會影響電壓應力。

英飛凌IGBT 模塊測試了三種外圍緩沖電路下的關斷電壓應力：

母線Snubber 電容0.68 μF，無RCD 緩沖，電容采用的是廈門法拉的MKP82 系列金膜電容，此系列電容0.56 μF 型號用于光伏2 代IGBT 吸收；

母線Snubber 電容2.2 μF，無RCD 緩沖，電容采用的是廈門法拉的C82 系列IGBT 吸收專用電容，此系列用于UPS 工頻機IGBT 吸收；

母線Snubber 電容2.2 μF，加RCD 緩沖，RCD 緩沖參數(shù)如下：C：0.1 μF/630 V×2，D：1 200 V/60 A 二極管×2，R：51 Ω。

測試關斷電流分別選擇了350 A ～ 400 A( 中電流) 和550 A ～ 600 A( 大電流) 兩個電流范圍，其中350 A ～ 400 A 對應110% 負載工作時的最大電流，550 A ～ 600 A 對應逐波限流電流。這兩種電流范圍是IGBT 工作時兩種考核工況。圖6 為英飛凌IGBT 在不同驅動電阻下的電壓應力的測試結果。

a 中電流下電壓應力變化趨勢圖

b 大電流下電壓應力變化趨勢圖

圖6 英飛凌IGBT電壓應力變化趨勢

從實驗結果可以看出，中等電流下，Snubber 電容2.2 μF 電壓應力明顯低于0.68 μF。但增加了RCD 緩沖后，應力改善不明顯，且只在驅動電阻較小時有效，驅動電阻增大后幾乎無效果。大電流下，RCD 緩沖反而起到了反作用，電壓應力反而更高。這與英飛凌IGBT封裝有關，其輸入輸出引腳距離很遠，RCD 緩沖路徑太長，吸收效果很差。

對英飛凌IGBT 模塊，不建議增加RCD 緩沖電路，通過選擇高頻特性更好的Snubber 電容能有效降低關斷電壓應力^[9]。

圖7 為英飛凌IGBT 在不同電流下電壓應力對比曲線。外圍緩沖電路都采用了方案2。結果可以看出，中等電流和大電流下，英飛凌IGBT 應力差異不大，驅動電阻較大時，差異更小。因此對英飛凌IGBT 來講，逐波限流時電壓應力同正常工作時差異不大。也就是說，通過減小逐波限流電流的方法減小電壓應力，效果不明顯。

圖7 不同電流下英飛凌IGBT電壓應力對比

英飛凌IGBT 模塊T3 關斷典型波形如圖8。測試條件為：母線電壓300 V，驅動電阻10 Ω，關斷電流約370 A，結溫約25 ℃，外圍緩沖電路為方案2。因英飛凌IGBT 模塊寄生電感較大，因此關斷電壓尖而高。英飛凌模塊在驅動電阻較小時比較敏感，當驅動電阻增加到一定程度，電壓應力下降變緩慢。

圖8 英飛凌IGBT模塊T3關斷典型波形

3   電壓應力解決方案

從實驗結果來看，解決鉗位IGBT 應力過高問題主要有以下兩種思路。

1）增大驅動關斷電阻；英飛凌和西門康IGBT 需要增大關斷電阻到33 Ω 才能將電壓過沖控制到150 V以內；富士鉗位IGBT 耐壓600 V，需要將電壓過沖控制在100 V 以內，即使將驅動電阻增加到100 Ω 也無法滿足降額要求。

2）采用有源鉗位驅動，關斷電壓應力過高時，通過CG 極之間的TVS 反饋，降低關斷就電壓應力。經分析，以上兩種方案都存在一些弊端。

對方案1）增大驅動電阻，存在如下幾個弊端。

A. 驅動電阻加大導致驅動延時增加，西門康模塊采用33 Ω 驅動電阻時，驅動關斷延時高達2.8 μs，17 Ω也有約2 μs，預計死區(qū)時間必須達到4 ～ 5 μs 才能滿足要求。

B. 限制橋臂IGBT 開通速度。橋臂IGBT 開通太快時，鉗位IGBT 的CE 之間電壓上升速率太快，通過CG 之間的密勒電容形成位移電流，抬高鉗位IGBT 的G 極電壓，導致漏電流加大。關斷電阻越大，這個效應越明顯。光伏2 代逆變器上內管IGBT 的實驗波形如圖9 所示。應對此問題有如下兩種方法。

方法一是關斷鉗位IGBT 時采用兩段驅動電阻，閥值電壓以上采用較大的驅動電阻以降低關斷電壓應力，閥值電壓以下采用較小的驅動電阻，防止門極電壓被沖高。方法二，鉗位IGBT 的GE 之間并聯(lián)電容，壓制門極電壓上沖，但這種方法反過來會加大IGBT 關斷延時。

圖9 光伏2代內管IGBT驅動波形

探頭設置為：黃線為逆變電感電流；藍線為內管Vce 電壓紅線：內管Vge 電壓，開關損耗增加，導致結溫不滿足降額要求。以西門康IGBT 為例，開關損耗驅動電阻都按5 Ω 驅動電阻計算。

若橋臂IGBT 開通電阻由5 Ω 變?yōu)?0 Ω，單次開通損耗由21 mJ 增加到47 mJ，T1/T4 開關損耗由105 W增加到162 W( 輸入電壓750 V，輸出電流252 A，功率因數(shù)1)，總損耗由2 152 W 增加到2 493 W，增加15.6%。

若鉗位IGBT 關斷電阻由5 Ω 變?yōu)?0 Ω，單次關斷損耗由27 mJ 增加到45 mJ，低壓穿越時( 輸入電壓800 V，輸出電流252 A，功率因數(shù)0)T2/T3 開關損耗由49.6 W 增加到70.4 W，T2/T3 總損耗由203.4 W 增加到224 W，增加12%，進一步增加了低壓穿越時的熱應力。

若鉗位IGBT 關斷電阻由5 Ω 變?yōu)?0 Ω，單次關斷損耗由27 mJ 增加到45 mJ，調無功時( 輸入電壓750 V，輸出電流252 A，功率因數(shù)0.8)T2/T3 開關損耗由10.2 W 增加到14.5 W，T2/T3 總損耗由96.2 W 增加到100.5 W，增加4.4%。

對方案2），采用有源鉗位驅動，存在如下風險：

1) 有源鉗位驅動我司無人采用，無調試經驗；

2) 鉗位反饋用的TVS 要求很高，選型較困難，且損耗較大；

3) 單邊母線過壓，如果超過有源鉗位電壓，可能導致IGBT 進入線性工作區(qū)，導致過熱燒毀。

4   結論

從單脈沖測試結果來看，西門康IGBT 模塊關斷電壓應力最低，在關斷電阻33 Ω 時能滿足電壓降額要求。如果進一步改進母線Snubber 電容，采用用17 Ω 驅動電阻，關斷延時較大。

富士模IGBT 模塊采用的RB-IGBT 特性較特殊，驅動電阻很大。在驅動電阻100 Ω、采用RCD 緩沖情況下電壓過沖控制在160 V 左右。做到1 000 V 輸入電壓工作幾乎不可能，如輸入電壓降低為900 V，適當改進也可能滿足要求。

英飛凌IGBT 模塊電壓應力較差，采用33 Ω 較大驅動電阻，電壓過沖也可以控制在150 V 左右。

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（本文來源于《電子產品世界》雜志2022年3月期）