有源前端整流器
介紹針對電動汽車充電器的最佳SiC功率拓?fù)浜驼{(diào)制決策的設(shè)計技巧,利用指導(dǎo)拓?fù)浜驼{(diào)制決策,有助于消除不可行選項,轉(zhuǎn)而關(guān)注那些可能表現(xiàn)良好的選項。
本文引用地址:http://butianyuan.cn/article/202206/435268.htm▎引言 ▎
電動汽車的蓄電池充電器需要在電網(wǎng)連接和蓄電池之間進(jìn)行電流隔離。因此,電動汽車充電器幾乎總是有兩個級:一個高電能質(zhì)量整流器,將AC轉(zhuǎn)換為DC;然后是DC-DC轉(zhuǎn)換器,利用高頻變壓器進(jìn)行電流隔離。
SiC FET和二極管的高開關(guān)頻率可以滿足使用“舊的”和簡單的電路拓?fù)涞某潆娖饕?,而這種拓?fù)湓诠杌_關(guān)器件中是不切實際的。例如,用于單相整流的圖騰柱功率因數(shù)校正器(TPPFC)和用于三相整流器的無處不在的兩電平電壓源逆變器(2L-VSI)。
本文概述了許多三相整流器選項中的一些,簡要介紹了調(diào)制選項,以及功率半導(dǎo)體損耗的比較。
▎拓?fù)溥x擇 ▎
假設(shè)我們需要為400或480 VAC線路RMS設(shè)計一個22 kW的三相整流器,也稱為有源前端整流器(AFE)。這意味著需要功率因數(shù)校正,但功率流可以是單向的。成本、諧波失真、效率、尺寸和重量是重要的設(shè)計標(biāo)準(zhǔn)。為了實現(xiàn)低諧波失真,需要進(jìn)行有源功率因數(shù)校正。
對于任何有單相PFC經(jīng)驗的人來說,三個獨立的助推器可能是一個有吸引力的選擇。圖1顯示了許多可能的實現(xiàn)方法中的兩種。
圖:1(a)三PFC,(b)三TPPFC
在電動汽車充電器中,每個升壓器(booster)必須向單獨的隔離DC-DC轉(zhuǎn)換器供電,這些轉(zhuǎn)換器輸出是并聯(lián)在一起的。這是一種可行的方法。通過消除輸入二極管電橋并使用圖騰柱拓?fù)?,可以略微提高傳統(tǒng)PFC升壓器的效率,其示例如圖1(b)所示。
12個功率半導(dǎo)體(一些可能是二極管而不是FET)使得這種方法不那么吸引人,因為在三電平拓?fù)渲校嗤瑪?shù)量的器件可以產(chǎn)生成本更低、更小的線路濾波器的好處。
圖2:兩種簡單但不可行的拓?fù)洌海╝)二極管橋后的升壓電路,(b)帶升壓電路的線路電感
由于高失真、尺寸、重量和成本,三線電感器之前的三相二極管電橋已經(jīng)過時。如圖2(a)所示,在三相二極管電橋之后添加一個升壓開關(guān)和二極管,將由于開關(guān)頻率比線頻率高得多而縮小電感器。然而,由于失真,這只在某些情況下有效,因此不可行。
在圖2(b)中,與傳統(tǒng)單相PFC一樣,二極管電橋后的單個升壓電路會產(chǎn)生不可接受的諧波失真,約為30%。因此有必要積極塑形每相電流。實現(xiàn)這一點的許多方法之一是在每個線路電感器和分離DC鏈路之間添加背對背的FET,如圖3(a)所示。這是三電平Vienna整流器的一種流行變體,它對所有SiC功率半導(dǎo)體都是高效的[1]。
Vienna整流器中的SiC二極管具有480 VAC線路輸入,額定電壓為1200 V,但開關(guān)損耗可以忽略不計。每個二極管在FET開關(guān)頻率下與其對應(yīng)的FET對進(jìn)行換向。每個FET必須只阻斷一半的DC鏈路電壓,因此開關(guān)損耗低,650 V或更高的FET額定電壓是可以接受的。
電流在Vienna整流器中完全成形,從而產(chǎn)生極低的諧波失真。作為三電平濾波器,線路濾波器的成本、尺寸和重量更低。功率流是單向的。為了支持雙向功率并略微降低傳導(dǎo)損耗,在三相電橋中用1200 V FET代替二極管,如圖3(b)所示。
圖3:(a)改進(jìn)的Vienna整流器,(b)三電平TNPC
這是三電平晶體管中性點鉗位拓?fù)洌?L-TNPC)。它可以在任何功率因數(shù)下工作,但作為整流器工作時,橋式FET的開關(guān)損耗可以忽略不計。3L-TNPC的PWM策略是將電橋和鉗位FET對反相。與Vienna整流器一樣,每個鉗位FET僅阻斷一半的DC鏈路電壓,因此開關(guān)損耗較低。
在某些情況下,額外的FET和柵極驅(qū)動器超過了三電平線路濾波器所降低的成本。通過簡單地消除鉗位FET,就可以解決這一問題,從而產(chǎn)生無處不在的兩電平電壓源逆變器(2L-VSI)。2L-VSI只有6個FET,但它可以在任何功率因數(shù)下完全塑形線電流,因此它支持雙向功率流,諧波失真低。
可以使用三電平NPC和ANPC拓?fù)?,但在這種應(yīng)用中,它們沒有TNPC的優(yōu)勢,尤其是SiC FET的高性能。使用更高的DC鏈路電壓時,需要更多這類拓?fù)?,例如在具?500 VDC輸入的太陽能系統(tǒng)中。
▎調(diào)制方法 ▎
以下推導(dǎo)主要針對2L-VSI,但這些調(diào)制方法也適用于3L-TNPC和其他逆變器拓?fù)洹?/p>
圖4:(a)半橋,(b)正弦三角形參考和載波波形
在半橋中,使用正弦三角調(diào)制的DC鏈路中點z(可能是虛的)的最大輸出電壓為V_DC/2,如圖4(a)所示。無論相腳(phase leg)的數(shù)量如何,這都是正確的,因為每個腳都通過正弦三角調(diào)制獨立于其他腳。換句話說,相腳之間沒有切換協(xié)調(diào)。這意味著三相四線連接很容易使用,如圖5(a)所示。
圖5:2L-VSI(a)帶4線連接,和(b)帶3線連接
在三線連接中,如圖5(b)所示,DC鏈路中點z通常是假想的,因為薄膜電容器可以在不串聯(lián)的情況下支持DC鏈路電壓。車載EV充電器中4線連接的一個優(yōu)點是能夠在單相輸入或三相輸入下工作。對于單相輸入,兩相腳的工作原理與TPPFC相同。
圖6:三相分壓
我們需要知道AC到DC鏈路電壓的范圍。推導(dǎo)最大線間電壓的一種方法是分壓。當(dāng)A相頂部開關(guān)打開,B相和C相底部開關(guān)打開時,A相的線到中性點電壓,即圖6中A點到s點的電壓是DC鏈路電壓(電容器兩端電壓,從p到n)乘以A相阻抗除以B相和C相并聯(lián)阻抗(A相的一半)加A相阻抗。
因此,A相線到中性點的電壓為 。這是負(fù)載或電源上可以產(chǎn)生或支持的最大電壓。在電感器和s點之間插入平衡的三相電壓源會產(chǎn)生相同的結(jié)果,因為電壓總和為零。利用開關(guān)在每個相腳中始終處于相反狀態(tài)(忽略死區(qū)時間)的簡單PWM策略,我們通過將開關(guān)組合與每個相腳的AC端子處的電壓向量相關(guān)聯(lián)來創(chuàng)建空間矢量圖。
圖7:(a)2L-VSI的空間矢量圖,(b)紅色為正弦三角采樣波形,藍(lán)色為空間矢量,綠色為60°C不連續(xù)調(diào)制的采樣波形
圖7(a)中的開關(guān)狀態(tài)由三個字母(或數(shù)字)指定,每個相位一個,字母p或n(或數(shù)字1或0)對應(yīng)于圖6中的DC鏈路軌。例如,A相頂部開關(guān)接通,B相和C相底部開關(guān)接通由pnn指定。2L-VSI共有8個矢量:6個最大電壓矢量和2個冗余零矢量。線電壓通過平均參考電壓附近的矢量所花的時間來近似旋轉(zhuǎn)(rotating)參考電壓vref。
駐留時間可以使用如圖7(a)所示的空間矢量圖或如圖7(b)所示比較參考和載波波形來計算。關(guān)于這方面的文獻(xiàn)有很多[2],但本文只涉及正弦三角、常規(guī)空間矢量(以下簡稱SVM)和60°不連續(xù)調(diào)制(電壓峰值鉗位,也稱為DPWM1)。
為了避免削波(脈沖跳躍)和諧波失真的跳躍,參考向量長度被限制在圖7(a)中的內(nèi)圓(對于正弦三角形),以及SVM和DPWM1中的較大圓。SVM和DPWM1電壓增加幅度的物理原因是什么?是因為這些調(diào)制方法(以及包括三次諧波注入在內(nèi)的其他調(diào)制方法)導(dǎo)致節(jié)點s的平均電壓相對于DC流鏈路以3倍基頻(線)頻率“擺動”。
這是通過在相位之間共享零狀態(tài)時間實現(xiàn)的。節(jié)點s的移動電位“展平”了SVM和DPWM1參考波形,允許對于給定DC鏈路電壓系數(shù)為 的較高線路電壓與正弦三角相比。另一方面,每個相位通過正弦-三角調(diào)制獨立于其他相位,允許節(jié)點s的電壓相對于DC鏈路固定,而無需改變調(diào)制,從而實現(xiàn)可選的4線連接。
SVM和DPWM1具有降低EMI和更寬輸入/輸出電壓范圍的優(yōu)點。SVM和正弦三角在功率半導(dǎo)體中具有幾乎相同的傳導(dǎo)和開關(guān)損耗。DPWM1的優(yōu)點是,在每個基本線路周期內(nèi),在60°間隔內(nèi)兩次鉗位DC鏈路軌,從而降低開關(guān)損耗。這種優(yōu)勢往往超過傳導(dǎo)損耗的增加,即使是在快速開關(guān)的情況下。
正弦三角和SVM可以很容易地用于Vienna整流器??梢韵胂螅捎诙O管電橋,Vienna整流器固有地具有不連續(xù)PWM,SiC二極管中幾乎為零的開關(guān)損耗進(jìn)一步增強了PWM??梢詫︺Q位FET使用更有限的不連續(xù)PWM,但其中的開關(guān)損耗已經(jīng)相當(dāng)?shù)停虼诉@里不予考慮。
關(guān)于實現(xiàn),與使用空間矢量圖計算PWM駐留時間相比,在微控制器中實現(xiàn)SVM和DPWM1參考波形(如圖7(a)所示)與三角形載波波形(PWM計數(shù)器)的比較可能更容易。如果同時發(fā)生跳變,DPWM1波形中的跳變不會導(dǎo)致線路電流失真,因為相電壓總和始終為零。這可以通過寫入“影子”PWM寄存器來實現(xiàn),這些寄存器隨后會更新到同一時鐘沿上的有源PWM寄存器。
▎效率比較 ▎
使用在線FET-Jet計算器工具估計功率損耗。對于每個拓?fù)洌嗄_或相位的數(shù)量為3。以下條件適用。
表1:功率損耗計算參數(shù)
表2:功率半導(dǎo)體選擇
表2功率半導(dǎo)體選擇中的器件選擇考慮了成本。在某些情況下,使用不同的器件選擇,可以稍微降低功耗。因此,提供了許多器件號,因此可以根據(jù)各種應(yīng)用要求優(yōu)化權(quán)衡。
對于PFC,在線計算器忽略了硅基線路整流器的損耗,因為這些損耗不是由UnitedSiC提供的。因此,進(jìn)行了自定義計算,包括Diotec Semiconductor典型的1200 V單相整流橋KBPC5012FP的損耗。結(jié)果如圖8所示。
圖8:功率損耗比較
毫不奇怪,三PFC的損耗最高,其次是TPPFC。這主要是因為電流路徑中的半導(dǎo)體數(shù)量。接下來是采用空間矢量調(diào)制的2L-VSI。這也是意料之中的,因為總共只有6個功率半導(dǎo)體,更高的效率通常需要更多的硬件。
一個有趣的例外是,與2L-VSI中的正弦三角或SVM相比,不連續(xù)PWM顯著降低了功率損耗。Vienna整流器優(yōu)于配備DPWM1的2L-VSI,但在全功率下,它們的功率損耗大致相等。帶有SVM的3L-TNPC的功率損耗僅略低于Vienna整流器,而DPWM1的效率明顯更高。
這些結(jié)果只需幾分鐘就能收集到??梢赃M(jìn)行進(jìn)一步的優(yōu)化,預(yù)計計算結(jié)果與實際結(jié)果之間會有一些差異是合理的。撇開免責(zé)聲明不談,這些趨勢是明確的,有助于指導(dǎo)拓?fù)浜驼{(diào)制決策,至少有助于消除不可行的選項,轉(zhuǎn)而關(guān)注那些可能表現(xiàn)良好的選項。
www.unitedSiC.com
參考文獻(xiàn)
J.W. Kolar, T. Friedli, “The Essence of Three-Phase PFC Rectifier Systems”, Proceedings of the 33rd IEEE International Telecommunications Energy Conference (INTELEC 2011), Amsterdam, Netherlands, October 9-13, 2011
C. Grahame Holmes, Thomas A. Lipo, “Pulse Width Modulation for Power Converters, Principles and Practice”, IEEE Press and Wiley-Interscience, ISBN 0-471-20814-0, Copyright 2003
注:Jonathan Dodge是UnitedSiC P.E.
* 本文由PSD翻譯,并轉(zhuǎn)自PSD
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