全面升級(jí)！安森美第二代1200V SiC MOSFET關(guān)鍵特性解析

安森美(onsemi)發(fā)布了第二代1200V碳化硅 (SiC) MOSFET，命名為M3S，其中S代表開(kāi)關(guān)。M3S 系列專(zhuān)注于提高開(kāi)關(guān)性能，相比于第一代1200V碳化硅MOSFET，除了降低特定電阻RSP (即R_DS(ON)*Area) ，還針對(duì)工業(yè)電源系統(tǒng)中的高功率應(yīng)用進(jìn)行了優(yōu)化，如太陽(yáng)能逆變器、ESS、UPS 和電動(dòng)汽車(chē)充電樁等。幫助開(kāi)發(fā)者提高開(kāi)關(guān)頻率和系統(tǒng)效率。本應(yīng)用筆記將描述M3S的一些關(guān)鍵特性，與第一代相比的顯著性能提升，以及一些實(shí)用設(shè)計(jì)技巧。本文為第一部分，將重點(diǎn)介紹M3S的一些關(guān)鍵特性以及與第一代相比的顯著性能提升。

碳化硅功率器件在提高效率或增加功率密度方面不斷迭代，大量應(yīng)用在能源基礎(chǔ)設(shè)施領(lǐng)域，包括太陽(yáng)能、UPS、儲(chǔ)能和電動(dòng)汽車(chē)充電系統(tǒng)等。較低的開(kāi)關(guān)損耗能夠?qū)崿F(xiàn)更高的效率，減少散熱，并提高開(kāi)關(guān)頻率,縮小無(wú)源元件尺寸。這些優(yōu)勢(shì)足以證明碳化硅功率器件較高的成本是物有所值。

安森美已經(jīng)發(fā)布了第一代1200V碳化硅MOSFET產(chǎn)品，命名為SC1，如表1所示，產(chǎn)品線覆蓋20mΩ到160mΩ。盡管與工業(yè)電源系統(tǒng)1200V開(kāi)關(guān)中的傳統(tǒng)解決方案IGBT相比，SC1的性能實(shí)現(xiàn)了大幅提升，但它針對(duì)的是通用領(lǐng)域，設(shè)計(jì)參數(shù)折中，沒(méi)有特別針對(duì)某個(gè)領(lǐng)域。一些工程師在產(chǎn)品設(shè)計(jì)時(shí)，希望選擇更針對(duì)他們應(yīng)用領(lǐng)域的特定產(chǎn)品。

安森美第二代1200V碳化硅MOSFET分為兩種核心技術(shù)，一種是T設(shè)計(jì)，另一種是S設(shè)計(jì)。T設(shè)計(jì)主要針對(duì)逆變器，因此需要更低的R_DS(ON)和更好的短路能力，而不是更快的開(kāi)關(guān)速度。S設(shè)計(jì)對(duì)高開(kāi)關(guān)性能進(jìn)行了優(yōu)化，因此設(shè)計(jì)具有較低的Q_G(TOT) 和較高的di/dt和dv/dt，從而降低開(kāi)關(guān)損耗。M3S產(chǎn)品分為13/22/30/40/70mΩ，適配TO247?3L/4L和D2PAK?7L分立封裝。

表1. 分立封裝中的1200V碳化硅MOSFET(工業(yè)級(jí)為'T'，車(chē)規(guī)級(jí)為'V'，AEC?Q101)

M3S(第二代)對(duì)比SC1(第一代)的主要特征

本節(jié)介紹與第一代(NTH4L020N120SC1、1200 V/20 m、TO247?4L)相比，第二代(NTH4L022N120M3S、1200 V/22 m、TO247?4L)的主要特性。測(cè)試使用標(biāo)準(zhǔn)樣品在同一試驗(yàn)臺(tái)下，使用相同參數(shù)進(jìn)行的。

R_DS(ON)，溫度系數(shù)

導(dǎo)通電阻R_DS(ON)是系統(tǒng)性能的關(guān)鍵參數(shù)。R_DS(ON)越低，導(dǎo)通損耗就越低。而且溫度系數(shù)也很重要，因?yàn)槠骷谶\(yùn)行后會(huì)發(fā)熱，系統(tǒng)中的實(shí)際導(dǎo)通損耗是指高溫下的R_DS(ON)。

MOSFET的R_DS(ON)主要由三個(gè)部分組成：溝道電阻、JFET區(qū)電阻和漂移區(qū)電阻。溝道電阻具有負(fù)溫度系數(shù)（NTC），其他電阻具有正溫度系數(shù)（PTC）。R_DS(ON)的整體溫度系數(shù)特性由這些電阻的組成決定并主導(dǎo)。

在圖1中，NTH4L020N120SC1的RDS(ON)在150°C時(shí)比在室溫約25°C時(shí)增加了31%，而 NTH4L022N120M3S在相同條件下增加了74%。該結(jié)果表明SC1在同樣條件下很大程度上受溝道電阻影響。當(dāng)系統(tǒng)負(fù)載變重時(shí)，高溫下的增加越少，導(dǎo)通損耗就越低。僅就導(dǎo)通損耗而言，SC1可能優(yōu)于M3S。然而，由于在高開(kāi)關(guān)頻率下運(yùn)行的應(yīng)用中，導(dǎo)通在損耗中的比例相對(duì)較低，所以在應(yīng)用中這并不占優(yōu)勢(shì)。事實(shí)上，受溝道電阻的影響，與第二代相比，SC1需要更高的正柵極偏置（V_GS）才能完全導(dǎo)通，這就需要在驅(qū)動(dòng)電路上進(jìn)行額外的設(shè)計(jì)。因此，M3S更適合快速的開(kāi)關(guān)應(yīng)用。

圖 1. 歸一化 RDS(ON)與溫度的關(guān)系

V_GS(TH)，溫度依賴(lài)性

閾值電壓 V_GS(TH)是使源極和漏極之間形成溝道的最小柵極偏置。具有負(fù)溫度系數(shù)。在相同的技術(shù)下，具有較低V_GS(TH)也會(huì)具有較低的RSP，但降低V_GS(TH)存在障礙。較低的V_GS(TH)抗噪性較差，會(huì)通過(guò)米勒電容產(chǎn)生的dv/dt引起電流尖峰，通過(guò)共源電感上的di/dt引起電壓尖峰，導(dǎo)致寄生電感和電容之間的諧振。這會(huì)使電路和PCB布局設(shè)計(jì)變得復(fù)雜。

在圖2中，M3S顯示出與SC1相同的V_GS(TH)溫度依賴(lài)趨勢(shì)，并在與標(biāo)準(zhǔn)樣本的實(shí)際測(cè)量中，高溫下的V_GS(TH)略高，盡管數(shù)據(jù)手冊(cè)中的典型V_GS(TH)分別為2.72V和2.70V，但這表明M3S即使在V_GS(TH)相似的水平下也實(shí)現(xiàn)了更好的RSP性能。NTH4L022N120M3S在數(shù)據(jù)手冊(cè)中的最小值V_GS(TH)高0.2V，2.04V對(duì)比1.8V，可以降低噪聲干擾。

圖 2. 閾值電壓與溫度的關(guān)系

VGS(OP)，推薦工作柵極電壓

推薦的工作柵極驅(qū)動(dòng)電壓，是通過(guò)考慮性能（如 RDS（ON）、開(kāi)關(guān)損耗（EON、EOFF）、體二極管的正向壓降（VF）及其反向恢復(fù)損耗（EREC））和可靠性，特別是柵極氧化層質(zhì)量來(lái)確定的。

如表2所示，M3S推薦使用-3V作為負(fù)柵極偏置供電電壓，18V作為正柵極偏置，而 SC1對(duì)應(yīng)的電壓為-5V/20V。SC1需要更高電壓的原因是對(duì)通道的控制不如M3S。較高的VGS（OP）也需要在VGS中有更高的最大額定值，以保證足夠的設(shè)計(jì)余量，從而導(dǎo)致柵極氧化層厚度增加，降低了通道遷移率和跨導(dǎo)，減慢了開(kāi)關(guān)速度。

此VGS（OP）是推薦值，并非唯一可用的值?？梢栽谧畲骎GS 范圍內(nèi)根據(jù)每個(gè)系統(tǒng)的要求進(jìn)行選擇。適當(dāng)?shù)腣GS（OP）選擇在“如何選擇合適的VGS（OP）”部分中進(jìn)行詳細(xì)描述。

表 2. 1200V碳化硅MOSFET的柵源電壓

Q_G(TOT)，總柵極電荷

總柵極電荷指MOSFET導(dǎo)通或關(guān)斷瞬態(tài)過(guò)程中所需的電荷量。電荷量是電流乘以時(shí)間（Q=I*t）。這意味著更高的Q_G(TOT)需要在相同時(shí)間內(nèi)提供更高的柵極驅(qū)動(dòng)電流，或者在相同柵極電流下需要更長(zhǎng)的時(shí)間來(lái)進(jìn)行柵極驅(qū)動(dòng)，這需要柵極驅(qū)動(dòng)電路具有更高的驅(qū)動(dòng)能力。

給定條件下，NTH4L022N120M3S的電荷量為135nC，并且R_DS(ON)*Q_G(TOT)的FOM（Figure of Merit，品質(zhì)因數(shù)）因子比NTH4L020N120SC1降低了44%，這意味著在相同的R_DS(ON)器件中，只需要56%的柵極電荷進(jìn)行開(kāi)關(guān)。由于這一特性，可以減輕柵極驅(qū)動(dòng)的負(fù)擔(dān)，對(duì)柵極驅(qū)動(dòng)器的灌電流和拉電流能力要求更低，更便于并聯(lián)操作。

圖 3. 總柵極電荷

E_OSS，在C_OSS中存儲(chǔ)能量

MOSFET在節(jié)點(diǎn)間必然存在寄生電容，柵極和源極之間的C_GS、柵極和漏極之間的C_GD、漏極和源極之間的C_DS。在瞬態(tài)響應(yīng)期間，這些電容需要充電和放電，這限制了電壓斜率dv/dt。較大的輸出電容（C_OSS=C_GD+C_DS）需要更長(zhǎng)的時(shí)間和更大的能量來(lái)進(jìn)行充電和放電。在硬開(kāi)關(guān)場(chǎng)景中，如果再次放電時(shí)沒(méi)有回收到其他存儲(chǔ)組件中，C_OSS中充電后存儲(chǔ)的能量將通過(guò)MOSFET的通道或其他寄生電阻耗散。E_OSS的損耗包含在器件的開(kāi)關(guān)損耗中，與高電流下的開(kāi)關(guān)損耗相比，這種電容性損耗在低電流下看起來(lái)并不大，比如系統(tǒng)輕負(fù)載場(chǎng)景。由于E_OSS取決于漏源電壓，而不是電流，因此成為輕負(fù)載時(shí)效率的關(guān)鍵損耗。更大的E_OSS 對(duì)磁化電感的選擇要求更高，會(huì)使軟開(kāi)關(guān)應(yīng)用的設(shè)計(jì)變得困難。

圖4顯示M3S的E_OSS要低得多。在R_DS(ON)*E_OSS的品質(zhì)因數(shù)圖中，M3S比SC1減少了44%，因此能在系統(tǒng)輕負(fù)載時(shí)提供更高的效率，并便于變壓器和電感部分的設(shè)計(jì)。

圖 4. E_OSS，C_OSS 中的儲(chǔ)存能量

外部碳化硅SBD的電感硬開(kāi)關(guān)特性

導(dǎo)通和開(kāi)關(guān)損耗（E_ON、E_OFF）是系統(tǒng)效率中的非常關(guān)鍵的參數(shù)。特別是對(duì)于高開(kāi)關(guān)頻率拓?fù)涞膽?yīng)用，要實(shí)現(xiàn)高效率，那么降低開(kāi)關(guān)損耗比降低導(dǎo)通損耗更重要。更好的開(kāi)關(guān)性能可以提高開(kāi)關(guān)頻率，有助于減小電感器、變壓器和電容器等能量存儲(chǔ)元件的尺寸，從而減小系統(tǒng)的體積。

開(kāi)關(guān)損耗可以在雙脈沖測(cè)試電路中測(cè)量?；鹃_(kāi)關(guān)波形如圖5(a)所示。損耗的開(kāi)關(guān)周期定義為：E_ON從柵極增加的10%到V_DS=0V，E_OFF從柵極下降的90%到I_D=0A。開(kāi)關(guān)條件為 V_DS=800V，V_GS=?3V/18V，R_G=4.7Ω，25°C。續(xù)流二極管用作碳化硅SBD（肖特基勢(shì)壘二極管），型號(hào)為FFSH30120A，對(duì)E_ON沒(méi)有反向恢復(fù)電荷影響，只有電容損耗影響E_ON。產(chǎn)品封裝為T(mén)O247-4L，提供開(kāi)爾文源極連接，消除了柵極驅(qū)動(dòng)回路中共源寄生電感的影響。門(mén)極驅(qū)動(dòng)I_C采用14A灌電流和拉電流能力，預(yù)留空間足夠大，因此開(kāi)關(guān)不受門(mén)極驅(qū)動(dòng)的限制。雙脈沖測(cè)試電路的寄生回路電感從直流鏈路正極(+)到地測(cè)量值為30nH。

圖5(b)顯示在給定條件下，NTH4L022N120M3S實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)性能的大幅提升，E_OFF降低了40%，E_ON降低了20-30%，總開(kāi)關(guān)損耗比NTH4L020N120SC1降低了34%。在高開(kāi)關(guān)頻率的應(yīng)用中，將消除在“R_DS(ON)溫度系數(shù)”部分中描述的較高R_DS(ON)溫度系數(shù)的缺點(diǎn)。M3S在這類(lèi)應(yīng)用中進(jìn)行了一系列優(yōu)化。

由于電容不是獨(dú)立于溫度的，并且碳化硅SBD只有電容損耗，隨著溫度的升高，開(kāi)關(guān)損耗不會(huì)顯著增加，但可能會(huì)因測(cè)量誤差，外部電阻器和驅(qū)動(dòng)芯片等發(fā)熱引起的第三方因素而增加幾個(gè)百分點(diǎn)。

（a）理論電感開(kāi)關(guān)波形

（b）@ VDS = 800 V, VGS = -3 V/18 V, RG = 4.7 Ω, 25°C, Lσ = 30 nH 時(shí)的電感開(kāi)關(guān)損耗與漏電流

圖 5. 電感開(kāi)關(guān)損耗

體二極管特性

安森美碳化硅MOSFET也具有與硅MOSFET類(lèi)似的pn結(jié)本征雙極體二極管。由于材料的寬帶隙特性，碳化硅MOSFET的正向電壓相對(duì)高于硅MOSFET，因?yàn)閜n結(jié)的內(nèi)置電壓更高。一般來(lái)說(shuō)，IGBT芯片在封裝內(nèi)有一個(gè)額外的獨(dú)立二極管，稱(chēng)為共封裝或反并聯(lián)，IGBT是單向器件，除非它是反向?qū)↖GBT技術(shù)。因此，IGBT在共封裝二極管的選擇上有更多的選擇，如低V_F 二極管、快速恢復(fù)二極管或碳化硅SBD。無(wú)論是體二極管還是共封裝二極管，都需要用于從相反的直流輸入連接旁路反向電壓，或在軟開(kāi)關(guān)應(yīng)用中用于ZVS，或在橋式拓?fù)渲械挠查_(kāi)關(guān)中作為續(xù)流二極管，這需要更快的反向恢復(fù)以提高系統(tǒng)效率。

圖6顯示了推薦的-3V負(fù)偏置下的漏電流的正向電壓特性，稱(chēng)為第三象限特性。與硅 PIN二極管約1.5~3V和碳化硅SBD約1.5V相比，NTH4L020N120SC1在40A和25°C時(shí)的V_F相對(duì)較高，為3.8V，NTH4L022N120M3S為4.5V。對(duì)于二極管導(dǎo)通損耗至關(guān)重要的情況下，需要采用正柵偏壓如18V的SR（同步整流器）模式操作，這是降低導(dǎo)通損耗的最有效方法，通過(guò)反向?qū)娏鲝脑礃O到漏極，其中壓降隨R_DS(ON) 變化而變化。否則，將需要額外的二極管實(shí)現(xiàn)。

圖 6. 體二極管正向電壓

與大多數(shù)載流子器件如碳化硅肖特基勢(shì)壘二極管不同，碳化硅MOSFET的體二極管通過(guò)PIN二極管結(jié)構(gòu)中的少數(shù)載流子注入而具有反向恢復(fù)電荷（Q_RR），注入到輕摻雜漂移區(qū)的少數(shù)載流子需要時(shí)間釋放，稱(chēng)為反向恢復(fù)時(shí)間（tRR）。在釋放電荷期間，二極管會(huì)消耗損耗，稱(chēng)為反向恢復(fù)損耗（E_REC）。由于注入的少數(shù)載流子更多，復(fù)合壽命更長(zhǎng)，隨著溫度的升高會(huì)增加。圖7顯示NTH4L022N120M3S比NTH4L020N120SC1具有更快的恢復(fù)時(shí)間和更低的恢復(fù)電荷，提高了約40%~50%。即使在VF較高的情況下，M3S由于具備卓越的反向恢復(fù)特性，在體二極管與有源開(kāi)關(guān)換向的橋式拓?fù)渲幸材芴峁└玫男阅?，特別是對(duì)于高頻應(yīng)用。

圖 7. 體二極管的反向恢復(fù)

自體二極管的導(dǎo)通開(kāi)關(guān)性能，E_ON(BD)

在橋式拓?fù)渲?，體二極管與有源開(kāi)關(guān)換向。在反向恢復(fù)期間，電橋短路并產(chǎn)生直通電流I_peak如圖 5 (b) 所示，這使得E_ON變大。較高的Q_RR和較長(zhǎng)的t_RR會(huì)導(dǎo)致較高的I_peak，從而導(dǎo)致電橋拓?fù)渲械腅_ON較高。

圖8是在同一雙脈沖測(cè)試臺(tái)上，在指定條件下，自體二極管的導(dǎo)通開(kāi)關(guān)損耗 (E_ON(BD))的結(jié)果。NTH4L022N120M3S的E_ON(BD)比NTH4L020N120SC1低45%。這個(gè)值碳化硅SBD增加了30%，這意味著Q_RR對(duì)E_ON損耗的影響。

從V_F、Q_RR和E_ON(BD)的結(jié)果可以看出，M3S的體二極管是針對(duì)高頻應(yīng)用設(shè)計(jì)的，并且隨著開(kāi)關(guān)頻率的增加而更具優(yōu)勢(shì)。

圖 8. 體二極管的導(dǎo)通開(kāi)關(guān)損耗 @V_DD = 800 V，V_GS = ?3 / 18 V，R_G = 4.7，L_σ = 30 nH