使用功率分析儀測量和分析電抗器（電感器）的方法

頻電抗器用于電動汽車 (EV) 和混合動力汽車 (HEV) 的各種位置。例如，電池和逆變器之間的升壓 DC/DC 轉(zhuǎn)換器以及電池充電電路中的 AC/DC 轉(zhuǎn)換器。為了提高整個系統(tǒng)的效率，必須提高每個組成電路的效率，而電抗器是造成這些電路大量損耗的元件之一。因此，準確測量電抗器損耗是提高整個系統(tǒng)效率的一項重要任務(wù)。一般來說，由于這些電抗器中的大多數(shù)都是以高頻開啟和關(guān)閉的，因此傳統(tǒng)觀點認為很難直接測量電抗器損耗。過去，IGBT 等元件被用作開關(guān)元件，開關(guān)頻率約為數(shù)十千赫茲。近年來，SiC 和 GaN 元件的商業(yè)化進展使得開關(guān)頻率超過 100 kHz 成為可能，刺激了對高頻帶測量儀器的需求。本文結(jié)合實際測量示例，介紹了一種高精度測量電抗器損耗的方法。
反應(yīng)堆損失
圖 1 示出了電抗器的等效電路，可以將其視為電感元件 Ls 與電阻 Rs 串聯(lián)的電路，代表損耗。

圖 1：電抗器的等效電路

等效電路的 Ls 和 Rs 可以用標準的 LCR 表測量。在這種情況下，LCR 表會將微小的正弦波信號施加到測量目標并測量阻抗。相比之下，工作電路中的電抗器的特性將與使用 LCR 表進行的測量不同，原因如下：
開關(guān)動作后，將對元件施加矩形波電壓，流過三角波電流，因此電壓波形和電流波形都不會是正弦波。
由于元件磁芯的特性，各參數(shù)會表現(xiàn)出電平依賴性。這種依賴性會導致元件工作時的Ls、Rs等量與用LCR表測量得到的值不同。
DC/DC轉(zhuǎn)換器使用過程中，流過電抗器的電流會出現(xiàn)直流疊加，疊加時的參數(shù)會因磁芯的飽和特性而有所不同。
總之，對電抗器損耗和參數(shù)的高精度測量不是必須用LCR表來測量，而是必須在元件處于運行狀態(tài)時進行。
電抗器損耗的測量方法
圖 2 給出了以升壓斬波電路為例測量電抗器損耗時的測量框圖。本例中使用功率分析儀 PW6001 和電流傳感器進行測量，儀器直接測量施加到電抗器上的電壓 UL 和電流 IL，然后計算損耗。在此設(shè)置中測量的功率包括繞組和鐵芯中消耗的功率總和。簡而言之，正在測量電抗器的總損耗。
為提高測量精度，應(yīng)盡量縮短電流布線路徑和電壓電纜與功率分析儀的連接距離。此外，還需要考慮電抗器附近的金屬和磁性物體的影響。電線等附近的金屬物體可能會影響電抗器的運行，因此需要特別注意。此外，由于測量可能會受到電壓電纜周邊噪聲的影響，因此在測量前將電纜絞合好。

圖 2：升壓斬波電路中電抗器損耗的測量

單獨測量鐵心的損耗（鐵心損耗）時，如圖3所示，將二次接線繞在鐵心上后測量電抗器電壓。

圖3：磁芯損耗的測量

由于磁芯損耗定義為BH環(huán)路的面積，因此單位體積的磁芯損耗Pc可按下式計算，其中T表示一個BH環(huán)路周期的持續(xù)時間：
large P_c = frac{1}{T}int HdB = frac {1}{T}int _0 ^THfrac{dB}{dt}dt
設(shè)鐵心的磁路長度為l，磁芯的截面積為A，則繞組電流i與磁場H、二次繞組電壓v與磁通密度B的關(guān)系為：
large H = frac{N_li}{l}
large frac{dB}{dt}=frac{v}{N_2A}
因此，單位體積的磁芯損耗可按下式計算，其中 P 表示根據(jù)初級繞組電流 i 和次級繞組電壓 v 計算出的功率。
large P_c = frac{1}{lA}cdot frac{N_1}{N_2}cdot frac{1}{T}int_0^T vcdot idt
large = frac{1}{lA}cdot frac{N_1}{N_2}cdot P
此外，由于磁芯的體積由lA給出，因此磁芯的總磁芯損耗PcALL可按如下方式計算：
large P_{cALL} = P_c cdot lA = frac{N_1}{N_2}P
因此，通過采用圖3所示的裝置進行測量，可以測量實際工作條件下的鐵損。
此外，功率分析儀PW6001可將以5MSa/s采樣的16位電壓和電流波形數(shù)據(jù)保存為CSV文件，并將數(shù)據(jù)傳輸?shù)組ATLAB*，從而使該儀器能夠生成比使用標準波形記錄器所能獲得的更高精度的波形數(shù)據(jù)。該數(shù)據(jù)還可用于分析目的，例如繪制BH環(huán)路。
*MATLAB 是 Mathworks Inc. 的注冊商標。
為何反應(yīng)堆損失測量如此困難？
電感是決定電抗器阻抗的主要成分。從功率測量的角度來看，測量的特點是功率因數(shù)低。簡而言之，電壓和電流之間的相位差接近 90°。如圖 4 所示，儀器的電壓和電流測量單元之間的相位誤差對測量值的影響比在高功率因數(shù)下進行測量時更大。因此，測量單元必須具有較高的相位精度。

圖4：相位誤差與功率測量誤差的關(guān)系

另外，電抗器的開關(guān)頻率從幾十千赫到幾百千赫不等。如上所述，隨著SiC和GaN元件的商用化，開關(guān)頻率有不斷上升的趨勢，在如此高的頻率下，需要使用相位精度高的測量儀器。另外，在使用電流傳感器時，需要考慮電流傳感器的相位誤差。
此外，在圖2所示的測量類型中，較大的共模電壓將施加到電壓和電流測量單元。因此，必須使用具有高共模抑制比（CMRR）的儀器。
如上所述，測量元件以幾十千赫茲至幾百千赫茲的頻率進行切換，測量環(huán)境的噪聲非常大。因此，需要使用具有高抗噪聲能力的儀器。
因此，傳統(tǒng)觀點認為，測量電抗器損耗是一項困難的過程，因為它需要一臺在許多領(lǐng)域都表現(xiàn)出高性能的儀器。使用功率分析儀 PW6001 可以滿足這些要求，它具有以下功能：
采用電流傳感器移相功能，具有寬頻帶、高精度的相位特性 
高 CMRR（100 kHz 時為 80 dB 或更高）
采用專用電流傳感器，具有較高的抗噪性 
電抗器損耗測量所需的儀器特性
圖 5 示出了施加到如圖 2 所示電路中的電抗器的電壓和電流波形。電壓波形為矩形波，而電流波形為疊加了直流分量的三角波。要用這樣的波形測量精度為 0.1% 的損耗，需要大約 5 至 7 倍開關(guān)頻率的頻帶[4]。例如，當開關(guān)頻率為 100 kHz 時，測量需要提供 500 kHz 至 700 kHz 的頻帶。

圖5：升壓斬波電路中的電抗器電壓和電流波形

需要注意的是，不僅幅度（增益）需要高精度測量能力，電壓和電流之間的相位差也需要高精度測量能力。要測量超過幾安培的高頻電流，必須使用電流傳感器[2]。由于電流傳感器的相位誤差在高頻下無法忽略，因此必須采用某種校正方法。大多數(shù)其他制造商的功率分析儀和示波器使用去偏移功能執(zhí)行此校正。根據(jù)電流傳感器的特性，該方法需要對每個測量頻率使用不同的延遲時間。因此，在測量具有寬帶頻率成分的失真波形（例如三角波形）時，會導致更大的誤差。通過使用帶有高精度電流傳感器的功率分析儀 PW6001 以及儀器的相移功能，并將電流傳感器的相位誤差在一個點輸入 PW6001，可以在寬頻帶上進行低相位誤差的測量。
使用功率分析儀測量反應(yīng)堆的示例
本節(jié)介紹使用功率分析儀 PW6001 和電流箱 PW9100 測量電抗器的示例。圖 6 為測量電路圖，表 1 列出了被測電抗器的規(guī)格。測量是在使用功率放大器（4055，NF 公司）施加正弦信號的同時進行的。

圖 6：測量框圖

反應(yīng)器規(guī)格

表1 反應(yīng)器規(guī)格

功率分析儀用于測量 RMS 電壓和電流值以及相位誤差和功率等參數(shù)。PW6001 允許操作員將這些基本測量值組合成可實時執(zhí)行的用戶定義計算形式?？梢酝ㄟ^設(shè)置表 2 中列出的用戶定義計算來測量電抗器參數(shù)。

表 2 配置用戶定義的計算

圖7表示以10kHz的頻率改變施加在電抗器上的電流時，電感LS和電阻RS的變化，圖8表示以0.5A的交流電流有效值固定，以100kHz的頻率改變直流偏置電流時，電感LS和電阻RS的變化。通常，LCR測量儀只能測量幾十毫安的電流。另外，LCR測量儀的直流偏置單元能夠產(chǎn)生的直流偏置電流的范圍是有限的。由于這些限制，測量的參數(shù)與表征實際工作狀態(tài)的值不同。如本例所示，可以將功率分析儀和電源組合起來，以接近實際工作狀態(tài)的電流水平來測量電抗器。

圖 7：測量示例，說明電感和電阻的電平依賴性（f = 10 kHz）

本例說明如何使用電源施加正弦波電流和電壓。如上所述，通常向運行中的電抗器施加的是矩形波電壓和三角波電流，而不是正弦波信號。功率分析儀允許在這種情況下直接測量電抗器。此外，可以根據(jù)儀器執(zhí)行的諧波計算結(jié)果計算出 LS 和 RS 等參數(shù)。這些儀器特性使更準確的分析成為可能。

圖8：電感與電阻的直流疊加特性測量示例（f = 100 kHz）

結(jié)論
本文結(jié)合實際測量實例，介紹了高頻電抗器損耗的測量和分析方法。為了準確測量高頻電抗器的損耗等參數(shù)，必須在接近實際運行條件的條件下進行測量。此外，本文還介紹了進行此類測量所需的功率分析儀的高性能水平。，本文提供了一個使用 PW6001 功率分析儀測量和分析電抗器損耗的實例。