E類功率放大器：卓越性能的波形工程

E類射頻放大器設計用于產(chǎn)生具有特定特性的開關波形。在本文中，我們討論了這些波形的優(yōu)點和局限性。

從某種意義上說，功率放大器設計是一門理解和整形波形的藝術(shù)，以實現(xiàn)高效率，同時滿足其他規(guī)范的可接受水平，如輸出功率、線性度和功率增益。例如，E類功率放大器通過使用專門設計的負載網(wǎng)絡來塑造開關電壓和電流波形，以實現(xiàn)效率最大化。

我們在上一篇文章末尾首次看到的圖1顯示了E類放大器的典型開關波形。電壓和電流的轉(zhuǎn)變在時間上彼此錯開，導致波形不重疊。

E類放大器中的典型開關電流和電壓波形。

圖1.E類射頻功率放大器中的典型開關電流（頂部）和電壓（底部）波形。圖片由Steve Arar提供

請注意，上述波形是典型的，并不理想。在本文中，我們將探討E類放大器最佳波形的特性，如圖2所示。在深入研究了這些波形的可取之處之后，我們將討論一個重要的限制，這個限制使得它們幾乎無法實現(xiàn)。

E類射頻功率放大器的目標電流和電壓波形。 

圖2:E類射頻功率放大器的目標電流（頂部）和電壓（底部）波形。圖片由Nathan O.Sokal提供

讓我們從檢查這些波形如何在OFF到ON和ON到OFF轉(zhuǎn)換期間防止功率損失開始。

目標波形的重要特征

在這些波形中，在開關接通之前，開關兩端的電壓降至零（Vsw=0）。在開關接通的那一刻，電壓的斜率為零（dVsw/dt=0）。同樣，在設備關閉之前，通過開關的電流降至零（Isw=0）。在關閉時刻，我們有Isw=0和dIsw/dt=0。

消除開啟轉(zhuǎn)換期間的電源損失

寄生電容不可避免地會與實際開關并聯(lián)出現(xiàn)。由于電壓降至Vsw=0，當開關接通時，這些電容不充電。這有效地消除了因放電這些電容而導致的功率損失。

零斜率的重要性可能并不那么明顯。然而，條件Vsw=0和dVsw/dt=0意味著Vsw在開關接通時刻之前保持在0V一段時間，從而確保了開關可以接通而不會造成功率損失的間隔。因此，放大器的輕微失諧不會顯著降低效率。對于那些有興趣并可以訪問IEEE數(shù)據(jù)庫的人來說，Nathan O.Sokal和Alan D.Sokal在“E類——一類新型高效調(diào)諧單端開關功率放大器”中更詳細地介紹了零斜率條件的重要性。

同樣值得注意的是，一旦開關打開，E類放大器中的開關電流就會從零平穩(wěn)上升。由于實際晶體管的dI/dt能力有限，因此開關電流從零上升會縮短過渡時間。

最后，當晶體管從截止狀態(tài)切換到完全導通狀態(tài)時，其電導從零逐漸增加。另一種思考方式是，開關電阻（R）在完全接通時減小。由于電阻在電流逐漸增加的同時逐漸減小，I2R功率損耗最小化。

當開關的開啟轉(zhuǎn)換緩慢時，這尤其有用。我們可以預期，滿足Vsw=0和dVsw/dt=0條件的E類放大器即使在開啟過渡時間包含高達30%的RF周期時，也會有較小的I2R功率損耗。

消除關閉轉(zhuǎn)換期間的電源損失

我們上面提到過，在設備關閉之前，通過開關的電流降至零（Isw=0）。這可以防止與開關串聯(lián)出現(xiàn)的不可避免的寄生電感發(fā)生突然的電流變化。電流波形的這種跳躍將導致關斷轉(zhuǎn)換期間的功率損失，我們稍后將對此進行討論。

開關斷開時刻的條件Isw=0和dIsw/dt=0意味著Isw在該時刻之前的一段時間內(nèi)達到0A。與OFF到ON轉(zhuǎn)換期間的電壓條件一樣，這降低了放大器輕微失諧降低效率的程度。

實現(xiàn)目標波形的局限性

Bela Molnar的論文“單端開關模式調(diào)諧（E類）功率放大器可實現(xiàn)波形的基本限制”證明，圖2中的目標波形在實際的E類放大器中無法實現(xiàn)。Molnar表明，如果電路要向負載提供非零輸出功率，則不可能在開關的關斷和接通轉(zhuǎn)換時都有零電壓和零電流。

為了具有非零輸出功率，我們需要電壓和/或電流波形中的跳躍不連續(xù)性。這就是為什么圖1中提供的典型E類波形（其中在開關時刻Vsw=0）在開關關閉時顯示電流的跳躍不連續(xù)性。讓我們來看看這是如何導致功率損失的。

關斷過渡過程中非零電流的影響

在繼續(xù)之前，請注意本節(jié)包含大量的理論數(shù)學。關鍵的結(jié)論是，如果開關串聯(lián)有電感，則開關關斷時刻的非零開關電流會導致功率損失。如果你對這背后的微積分感興趣，請繼續(xù)閱讀——否則，你可能想跳到本節(jié)的末尾。

至此，讓我們繼續(xù)考慮圖3中的簡化開關模式放大器。在這個電路圖中，L2是與開關串聯(lián)出現(xiàn)的工作頻率下的有效電感。L1近似于RF處的開路。

電感L₂與開關串聯(lián)的簡化開關模式功率放大器的電路圖。

圖3.一種簡化的開關模式功率放大器，電感L2與開關串聯(lián)。圖片由Steve Arar提供

假設圖3中的開關在t=t0時關閉。此時的開關電流和電壓波形如圖4所示。

通過開關的電流波形和開關兩端的電壓波形。

圖4.通過開關的電流（頂部）和開關兩端的電壓（底部）。圖片由Steve Arar提供

在上圖中，通過電感器的電流在t0之前具有非零值I0。在t=t0時，電流仍為I0；t0+之后，它為零。電感器中的電流不能瞬間改變，除非電路中施加或支持脈沖電壓——狄拉克δ函數(shù)（t）。這可以通過注意到單位沖激函數(shù)δ（t）隨時間的積分是單位階躍函數(shù)（波形中的跳躍）來理解。

換句話說，對具有跳躍不連續(xù)性的波形進行微分會導致導數(shù)波形內(nèi)的脈沖函數(shù)。由于電感器兩端的電壓（v）與其電流的導數(shù)成正比：

方程式1

我們得出結(jié)論，電感器電流的跳躍會導致電感器電壓波形中的脈沖函數(shù)。請注意，我們只對電路在切換時刻（t=t0）的行為感興趣。t=t0后的電壓波形由負載網(wǎng)絡決定，這是另一天的主題。

從方程1可以看出，從I0到0A的跳躍對應于電感器兩端振幅為LI0的電壓脈沖。假設整個電壓尖峰出現(xiàn)在開關兩端，我們得到圖4下半部分所示的電壓波形。在該曲線中，箭頭終止的垂直線示出了振幅LI0的脈沖函數(shù)。

為了計算t=t0時的瞬時功率損耗，我們需要知道開關電壓和電流。這兩個量的乘積給出了功率損耗：

方程式2

從上面的討論中，我們知道Vsw等于LI0δ（t–t0）。但是，我們?nèi)匀恍枰业絀sw。

由于開關電流在t=t0時從I0變?yōu)榱悖覀兛梢詫⒋藭r的Isw描述為不連續(xù)點處左側(cè)和右側(cè)極限的平均值。因此，我們有：

方程式3

將方程3代入方程2，我們得到t=t0時開關中消耗的瞬時功率：

方程式4

將該值除以一個RF周期的持續(xù)時間（T），得出開關中消耗的平均功率：

方程式5

其中f是開關頻率。

E類零電流開關放大器

我們一直在研究的電路被稱為E類零電壓開關（ZVS）放大器。還有E類零電流開關（ZCS）放大器，之所以這樣稱呼，是因為它們在開關時刻具有零電流。當開關斷開時，電流波形不會出現(xiàn)跳躍，而當開關接通時，電壓波形會出現(xiàn)跳躍。如圖5所示。

E類波形在開關接通時刻具有電壓跳躍不連續(xù)性。

圖5.E類波形在開關接通時刻具有電壓跳躍不連續(xù)性。圖片由Steve Arar提供

ZCS放大器在實際應用中通常不如ZVS放大器有吸引力，尤其是在高頻下，因為它們需要一個電容可以忽略不計的開關。如果開關電容可感知，當開關接通時，電壓的突然變化將導致功率損失。

總結(jié)

在下一篇文章中，我們將研究E類放大器的負載網(wǎng)絡和瞬態(tài)響應。然后，我們將復習一些設計方程，這些方程將使我們能夠輕松地為E級階段選擇組件值。請注意，我們的重點將再次放在ZVS放大器上，盡管我們可能會在本系列文章的后面回到ZCS電路。