借助 PSFB 轉換器中的有源鉗位實現高轉換器效率

本次為大家?guī)淼氖恰督柚?PSFB 轉換器中的有源鉗位實現高轉換器效率》，我們將深入探討有源(而不是無源)緩沖器及其相關控制。該緩沖器可更大限度地減小整流器電壓應力，從而實現更高的轉換器效率，同時還可在不影響工作范圍的情況下大大降低緩沖電路中的能量耗散。

引言

相移全橋 (PSFB) 轉換器（請參閱圖 1 ）廣泛應用于高功率應用，主要是因為 PSFB 轉換器可在其輸入開關上實現軟開關，從而提高轉換器的效率。雖然軟開關大大降低了開關損耗，但輸出整流器寄生電容與變壓器漏電指示器諧振（在圖 1 中建模為 Lr），導致電壓振鈴并具有高電壓應力。

輸出整流器的電壓應力可能高達 2×VIN×NS/NP，其中 NP 和 NS 分別是變壓器的初級繞組和次級繞組。過去，在輸出整流器上應用無源緩沖器（如圖 1 中的電阻器-電容器-二極管 [RCD] 緩沖器）可防止整流器電壓過高，并允許使用額定電壓較低且品質因數較高的元件來降低功率損耗。

圖 1. 具有無源鉗位和主要波形的 PSFB 功率級

將金屬氧化物半導體場效應晶體管 (MOSFET) 用作同步整流器 (SR) 時，與額定電壓較高的 MOSFET 相比，在額定電壓較低的 MOSFET 上可實現更低的 Coss 和 RDS(on)。但是，使用無源緩沖器意味著導致電壓振鈴的部分能量將在無源緩沖器中耗散，從而降低效率。

本文介紹了有源（而不是無源）緩沖器及其相關控制，該緩沖器可更大限度地減小整流器電壓應力，從而實現更高的轉換器效率，同時還可在不影響工作范圍的情況下大大降低緩沖電路中的能量耗散。

具有有源鉗位的 PSFB 轉換器

如圖 2 所示，在輸出電感器之前插入由電容器  (CCL) 和 MOSFET (QCL) 形成的有源鉗位支路，可以在有效占空比 (Deff) 周期內實現有源鉗位支路電流傳導，從而將次級繞組電壓 (VSEC) 和整流器電壓應力鉗位到 CCL 電壓 -VCL。為了對輸出整流器施加低電壓應力，您必須選擇足夠大的 CCL 以實現低電容器電壓紋波。經驗法則是選擇由 Lr 和CCL 形成的電感器-電容器 (LC) 諧振周期，該周期遠長于由方程式 1 表示的開關周期(TS)：

方程式1

使用有源緩沖器時，整流器電壓應力將鉗制在 VIN×NS/NP 左右，這大約是沒有任何鉗位電路時電壓應力的一半。

與無源緩沖器不同，有源緩沖器不會耗散功率電阻器上的振鈴能量，而是會作為無損緩沖器在 LC 諧振回路中實現能量循環(huán)。當輸出繞組電壓變?yōu)榉橇銜r，能量將從初級繞組轉移到次級繞組，以便使輸出電感器通電并使電流通過 QCL 體二極管，即使 QCL 未導通也是如此。在主體已傳導電流后導通 QCL 將確保 QCL 上實現零電壓開關 (ZVS)。因此，與具有無源緩沖器的相同規(guī)格的 PSFB 轉換器相比，具有有源緩沖器的 PSFB 轉換器的轉換器效率更高。

 圖 2. 具有有源鉗位和主要波形的 PSFB 功率級

有源鉗位支路設計注意事項

在 PSFB 中實現有源緩沖器時，變壓器繞組電流將不再像輸出電感器電流那樣在有效占空比 (Deff) 周期 (TS)（非零輸出繞組電壓周期）期間單調上升。這是因為有源緩沖電容器的能量還會參與使輸出電感器通電，而不僅僅依賴于輸入側的能量傳輸。非單調電流斜坡特性可能會使峰值電流模式控制變得困難，因為輸入或變壓器繞組電流通常用于峰值電流檢測，而輸入或變壓器繞組電流較高并不一定表明占空比較大。

為了在電流單調上升時進行峰值電流檢測，我們必須確保在整個工作電壓和負載范圍內，DeffTS 始終大于完成電流秒平衡的持續(xù)時間 - DCSBTS。由于具有較大 Deff 的 PSFB 有望實現高效率，因此 PSFB 通常設計為在中高負載條件下具有較大 Deff，并且預計 Deff >> DCSB。在輕負載條件下，轉換器應在不連續(xù)導通模式下運行，其中 Deff 將小于連續(xù)導通模式下的 Deff (在相同的輸入/輸出電壓條件下)。為了使 DeffTS 即使在輕負載條件下也大于 DCSBTS，我們已實現了基于負載電流的降頻控制。

DCSBTS 的持續(xù)時間成為峰值電流模式控制的一個重要因素。完成電流秒平衡需要多長時間，現在成為一個重要卻難以回答的問題。要回答這個問題，您需要計算流經有源鉗位支路的電流。

假設 VCL 為常量且 Lm=∞，則方程式 2 將占空比損耗周期（VSEC=0 且 iSR1 和 iSR2 正在換流的周期）期間的整流器電流變化率表示為： 

方程式 2

其中 VLr 是 Lr 兩端的電壓。

方程式 3 計算輸出電感器電流的變化率:

方程式 3

利用方程式 2 和方程式 3 以及基爾霍夫電流定律，方程式 4 計算有源鉗位電流的變化率:

方程式 4

由于 VCL≈VIN×NS/NP，因此您只需將總有源鉗位支路傳導時間作為方程式4 中的 Δt，即可求解 ΔiCL。但是， 您仍需要知道 iCL 的峰值，才能計算 iCL 均方根 (RMS) 值。如圖 3 所示，如果在時間 t2 時 iSEC = iLo (在將 Coss 充電至 VCL 后)，而在時間 t3時 iSEC = iSR (開始對 CCL 充電)，則方程式 5 可推導出 iCL,peak 值為:

方程式 5

圖 3. 有源鉗位電流傳導周期的主要波形

通過方程式 6 將 t2處的 iSR2 值推導為:

方程式 6

假設 iSR2 電流從 t0 到 t2 的遞減速率相同，則方程式 7 推導出 t2-t1 的持續(xù)時間為：

方程式 7

由于 CL 需要保持電流秒平衡，因此面積A1 和 A3 之和將等于面積 A2。

如方程式 7 所示，SR Coss 控制有源鉗位支路上的峰值電流。如果您選擇低 CossSR FET，則有源鉗位支路 RMS 電流會更低，從而有助于提高轉換器效率。

以下是設計具有有源緩沖器的 PSFB 轉換器時的一些設計指南:

● 為避免 CCL 能量回流到初級側，QCL 必須僅在占空比損耗持續(xù)時間之后才導通

● 當體二極管仍在為 ZVS 傳導電流時，必須導通 QCL。

● 較長的 QCL 導通時間會降低 VCL 和 SR 電壓應力，但 QCL RMS 電流會增加。

● 較低的 SR Coss 不僅有助于降低有源鉗位支路 RMS 電流，還有助于降低 SR 電壓應力。

有源鉗位方法不限于全橋整流器;它適用于其他類型的整流器，例如倍流器或中心抽頭整流器。圖 4 所示為中心抽頭整流器上帶有有源鉗位的 PSFB 轉換器，在具有有源鉗位、功率密度大于 270W/in3 的 3kW 相移全橋參考設計中實現。

圖 4. 中心抽頭整流器上帶有有源緩沖器的PSFB 轉換器

如圖 5 所示，使用雙有源鉗位支路可將 SR 電壓應力鉗制在 40V 以下，負載電流為 250A 時的鉗位損耗可忽略不計 (導通損耗非常小)。

圖 5. 具有中心抽頭整流器和有源緩沖器的PSFB 轉換器在12V/3kW 輸出下的穩(wěn)態(tài)波形

總結

本文討論了一種允許 PSFB 轉換器在峰值電流模式控制下與有源緩沖器搭配使用的控制方法。有源緩沖器可降低輸出整流器上的電壓應力，緩沖電路上的功率損耗可忽略不計，從而大大提高了轉換器效率。有源緩沖器引入的電流干擾使峰值電流模式控制變得困難。通過固定有源緩沖器電源開關導通時間并實施降頻控制，可以實現高效且峰值電流受控的 PSFB 轉換器。400Vin、12Vout/3kW PSFB 原型采用提議的控制方法構建而成，這種方法已在整個工作負載范圍內進行了驗證，在 250A 滿載條件下，輸出整流器電壓應力限制在 40V 以下。