超強(qiáng)總結(jié)：25個(gè)運(yùn)放參數(shù)詳解（收藏）

1、輸入偏置電流和輸入失調(diào)電流

一般運(yùn)放的datasheet中會(huì)列出眾多的運(yùn)放參數(shù)，有些易于理解，我們常關(guān)注，有些可能會(huì)被忽略了。在接下來的一些主題里，將對(duì)每一個(gè)參數(shù)進(jìn)行詳細(xì)的說明和分析。力求在原理和對(duì)應(yīng)用的影響上把運(yùn)放參數(shù)闡述清楚。由于本人的水平有限，寫的博文中難免有些疏漏，希望大家批評(píng)指正。

第一節(jié)要說明的是運(yùn)放的輸入偏置電流Ib和輸入失調(diào)電流Ios .眾說周知，理想運(yùn)放是沒有輸入偏置電流Ib和輸入失調(diào)電流Ios .的。但每一顆實(shí)際運(yùn)放都會(huì)有輸入偏置電流Ib和輸入失調(diào)電流Ios .我們可以用下圖中的模型來說明它們的定義。

輸入偏置電流Ib是由于運(yùn)放兩個(gè)輸入極都有漏電流（我們暫且稱之為漏電流）的存在。我們可以理解為，理想運(yùn)放的各個(gè)輸入端都串聯(lián)進(jìn)了一個(gè)電流源，這兩個(gè)電流源的電流值一般為不相同。也就是說，實(shí)際的運(yùn)入，會(huì)有電流流入或流出運(yùn)放的輸入端的（與理想運(yùn)放的虛斷不太一樣）。那么輸入偏置電流就定義這兩個(gè)電流的平均值，這個(gè)很好理解。輸入失調(diào)電流呢，就定義為兩個(gè)電流的差。

說完定義，下面我們要深究一下這個(gè)電流的來源。那我們就要看一下運(yùn)入的輸入級(jí)了，運(yùn)放的輸入級(jí)一般采用差分輸入（電壓反饋運(yùn)放）。采用的管子，要么是三級(jí)管bipolar，要么是場效應(yīng)管FET。如下圖所示，對(duì)于bipolar,要使其工作在線性區(qū)，就要給基極提供偏置電壓，或者說要有比較大的基極電流，也就是常說的，三極管是電流控制器件。那么其偏置 電流就來源于輸入級(jí)的三極管的基極電流，由于工藝上很難做到兩個(gè)管子的完全匹配，所以這兩個(gè)管子Q1和Q2的基極電流總是有這么點(diǎn)差別，也就是輸入的失調(diào)電流。Bipolar輸入的運(yùn)放這兩個(gè)值還是很可觀的，也就是說是比較大的，進(jìn)行電路設(shè)計(jì)時(shí)，不得不考慮的。而對(duì)于FET輸入的運(yùn)放，由于其是電壓控制電流器件，可以說它的柵極電流是很小很小的，一般會(huì)在fA級(jí)，但不幸的是，它的每個(gè)輸入引腳都有一對(duì)ESD保護(hù)二極管。這兩個(gè)二極管都是有漏電流的，這個(gè)漏電流一般會(huì)比FET的柵極電流大的多，這也成為了FET輸入運(yùn)放的偏置電流的來源。當(dāng)然，這兩對(duì)ESD保護(hù)二極管也不可能完全一致，因此也就有了不同的漏電流，漏電流之差也就構(gòu)成了輸入失調(diào)電流的主要成份。

下面列表中上表是bipolar的LM741的輸入偏置電流和輸入失調(diào)電流，這個(gè)電流流到外面電阻，即使是K歐級(jí)的，也會(huì)產(chǎn)生幾十uV的失調(diào)電壓，再經(jīng)放大，很容易就會(huì)使輸出的電壓誤差到mV級(jí)。下表則是CMOSFET的OPA369的輸入偏置電流和輸入失調(diào)電流，這兩個(gè)值要小的多了，比較好的COMS運(yùn)放輸入偏置電流和輸入失調(diào)電流的典型值可以做到小于1pA的目標(biāo)。

這里還要強(qiáng)調(diào)的是，ESD的反向漏電流是與其反相電壓有關(guān)的。因此當(dāng)Vin=(Vcc-Vss)/2 時(shí)，加在兩個(gè)ESD保護(hù)二極管的電壓相當(dāng)，他們的反向電流可以認(rèn)為是近似相等的，此時(shí)理想情況是無電流流入或流出的，實(shí)際情況是電流達(dá)到最小值。因此這時(shí)有最小的偏置電流，當(dāng)運(yùn)放輸入端電壓Vin不等于(Vcc-Vss)/2，勢必造成一個(gè)二極管的反向電壓高，另一個(gè)低，此時(shí)兩個(gè)二極管的反向漏電流就不等了，這個(gè)差電流就會(huì)構(gòu)成了輸入偏置電流的主要成份。這個(gè)現(xiàn)場稱為領(lǐng)節(jié)效應(yīng)。因此要使FET輸入偏置電流最小，就要把共模電壓設(shè)置在(Vcc-Vss)/2處。

上面分析了定義和來源。下面就要說說這兩個(gè)參數(shù)對(duì)電路的影響了，輸入偏置電流會(huì)流過外面的電阻網(wǎng)絡(luò)，從而轉(zhuǎn)化成運(yùn)放的失調(diào)電壓，再經(jīng)運(yùn)放話后就到了運(yùn)入的輸出端，造成了運(yùn)放的輸入誤差。這也就說明了，在反向放大電路中，為什么要在運(yùn)放的同相輸入端連一個(gè)電阻再接地的原因。并且這個(gè)電阻要等于反向輸入端的電阻和反饋電阻并聯(lián)后的值。這就是為了使兩個(gè)輸入端偏置電流流過電阻時(shí)，形成的電壓值相等，從而使它們引入的失調(diào)電壓為0。這樣說，太抽象了，還是看下面一組圖容易理解一些。

再有一點(diǎn)，對(duì)于微小電流檢測的電路，一般為跨阻放大電路，如光電二極管的探測電路，一般有用光信號(hào)都比較微弱轉(zhuǎn)化的光電源信號(hào)更微弱，常常為nA級(jí)甚于pA級(jí)。這個(gè)電路的本意是想讓光電流向反饋電阻流動(dòng)從而在放大電路輸出端產(chǎn)生出電壓。如果選用的運(yùn)放的輸入偏置電流過大，剛這個(gè)微弱的光電流會(huì)有一部分流入到運(yùn)放的輸入端，而達(dá)不到預(yù)設(shè)的I/V線性轉(zhuǎn)化。

還需要注意的一點(diǎn)時(shí)，許多運(yùn)放的輸入失調(diào)電流會(huì)隨著溫度的變化而變化，如下圖所示OPAl350的輸入失調(diào)電流會(huì)在高于25度時(shí)快速的升高。在100度時(shí)的輸入偏置電流是25度時(shí)的幾百倍。如果設(shè)計(jì)的系統(tǒng)是在很寬的溫度范圍內(nèi)工作，這一因素不得不考慮。

以上啰啰嗦嗦的講了運(yùn)放的輸入偏置電流和失調(diào)電流，希望對(duì)大家有用。下一節(jié)中將詳細(xì)剖析其它參數(shù)。

2、如何測量輸入偏置電流Ib，失調(diào)電流Ios

上一節(jié)講了運(yùn)放輸入偏置電流和輸入失調(diào)電流。這一節(jié)給出輸入偏置電流測量方式?？傮w來說主要有兩種測試方法， 一種是讓輸入偏置電流流入一個(gè)大的電阻，從而形成一個(gè)失調(diào)電壓，然后放大失調(diào)電壓并進(jìn)行測量，這樣就可以反算出輸入偏置；另一種方法是讓輸入偏置電流流入一個(gè)電容，用電容對(duì)這個(gè)電流進(jìn)行積分，這樣只要測和電容上的電壓變化速率，就可以計(jì)算出運(yùn)放的偏置電流。

先介紹第一種方法，具體電路如下圖所示，C1是超前補(bǔ)償電容以防止電路的振蕩，根據(jù)實(shí)際電路選擇。OP2是測試輔助運(yùn)放，需選低偏置電壓和低偏置電流的運(yùn)放。測試步驟和原理下面一步一步進(jìn)行推算。

（1）首先測試運(yùn)放的失調(diào)電壓。關(guān)閉S1和S2，測試出OP2運(yùn)放的輸出電壓記下Vout 。則輸入失調(diào)電壓為：

（2）打開S2,待測運(yùn)放的Ib+流入R2，會(huì)形成一個(gè)附加的失調(diào)電壓Vos1，測試出OP2運(yùn)放的輸出電壓記下Vout1。則運(yùn)放同向輸入失調(diào)電壓為：

（2）關(guān)閉S2，打開S1,待測運(yùn)放的Ib-流入R1，會(huì)形成一個(gè)附加的失調(diào)電壓Vos2，測試出OP2運(yùn)放的輸出電壓記下Vout2。則運(yùn)放反向輸入失調(diào)電壓為：

（4）運(yùn)放輸入偏置電流為

Ib=[(Ib+)+(Ib-)]/2

運(yùn)放輸入失調(diào)電流為

Ios=(Ib+)-(Ib-)

這種測試方法有幾個(gè)缺點(diǎn)，一個(gè)是使用了很大的電阻R1和R2，一般會(huì)是M歐級(jí)，這兩個(gè)電阻引入了很大的電壓噪聲。受到電阻R1和R2的阻值的限制，難以測得FET輸入運(yùn)放的偏置電流。

第二種方法測試方法，是讓運(yùn)放的輸入偏置電流流入電容，具體測試如下圖。從圖中的公式很容易理解測試的原理，這個(gè)測試的關(guān)鍵，是選取漏電流極小的電容。

(1)打開S1，IB+流入電容C，用示波器觀察Vo的變化，結(jié)果如下圖，按上圖的方法就可以計(jì)算出IB+。

(2)關(guān)閉S1打開S2，IB-流入電容C，用示波器觀察Vo的變化，結(jié)果如下圖，可以計(jì)算出IB-。

(3)再根據(jù)定義就可以計(jì)算出運(yùn)放的輸入偏置電流和失調(diào)電流。

這種測試方法可以測得fA級(jí)的失調(diào)電流。測試時(shí)需要選用低漏電流的電容，推薦使用極低漏電流的特氟龍電容，聚丙烯(PP)電容或聚苯乙烯電容。

再分享一個(gè)經(jīng)驗(yàn)，就是貼片電容在焊接過程中，由于引腳可能殘留焊錫膏等雜質(zhì)，會(huì)使FET運(yùn)放的漏電流大大的增加。曾經(jīng)測試一個(gè)偏置電流為小于10pA級(jí)的運(yùn)放，由于沒有對(duì)引腳 進(jìn)行清洗，結(jié)果測得結(jié)果出現(xiàn)了很大的誤差，或者叫差錯(cuò)，達(dá)了nA的水平了。
3、輸入失調(diào)電壓Vos及溫漂

在運(yùn)放的應(yīng)用中，不可避免的會(huì)碰到運(yùn)放的輸入失調(diào)電壓Vos問題，尤其對(duì)直流信號(hào)進(jìn)行放大時(shí)，由于輸入失調(diào)電壓Vos的存在，放大電路的輸出端總會(huì)疊加我們不期望的誤差。舉個(gè)簡單，老套，而經(jīng)典的例子，由于輸入失調(diào)電壓的存在，會(huì)讓我們的電子秤在沒經(jīng)調(diào)校時(shí)，還沒放東西，就會(huì)有重量顯示。我們總不希望，買到的重量與實(shí)際重有差異吧，買蘋果差點(diǎn)還沒什么，要是買白金戒指時(shí)，差一克可是不少的money哦。下面介紹一下運(yùn)放的失調(diào)電壓，以及它的計(jì)算。最后再介紹一些低輸入失調(diào)電壓運(yùn)放。不足之處，多多拍磚。

理想情況下，當(dāng)運(yùn)放兩個(gè)輸入端的輸入電壓相同時(shí)，運(yùn)放的輸出電壓應(yīng)為0V，但實(shí)際情況確是，即使兩輸入端的電壓相同，放大電路也會(huì)有一個(gè)小的電壓輸出。如下圖，這就是由運(yùn)放的輸入失調(diào)電壓引起的。

當(dāng)然嚴(yán)格的定義應(yīng)為，為了使運(yùn)放的輸出電壓等于0，必需在運(yùn)放兩個(gè)輸入端加一個(gè)小的電壓。這個(gè)需要加的小電壓即為輸入失調(diào)電壓Vos。注意，是為了使出電壓為0，而加的輸入電壓，而不是輸入相同時(shí)，輸出失調(diào)電壓除以增益（微小區(qū)別）。

運(yùn)放的輸入失調(diào)電壓來源于運(yùn)放差分輸入級(jí)兩個(gè)管子的不匹配。如下圖。受工藝水平的限制，這個(gè)不匹配是不可避免的。差分輸入級(jí)的不匹配是個(gè)壞孩子，它還會(huì)引起很多其他的問題，以后介紹。

曾經(jīng)請教過資深的運(yùn)放設(shè)計(jì)工程師，據(jù)他講，兩個(gè)管子的匹配度在一定范圍內(nèi)是與管子的面積的平方根成正比，也就是說匹配度提高為原來的兩倍。面積要增加四倍，當(dāng)?shù)竭_(dá)一個(gè)水平時(shí)，即使再增加面積也不會(huì)提高匹配度了。提高面積是要增加IC的成本的哦。所在有一個(gè)常被使用的辦法，就是在運(yùn)放生產(chǎn)出來后，進(jìn)行測試，然后再Trim(可以理解為調(diào)校了)。這樣就能使運(yùn)放的精度大在提高。當(dāng)然，測試和Trim都是需要成本的哦。所以精密運(yùn)放的價(jià)格都比較貴。這段只當(dāng)閑聊，呵呵。

我們關(guān)注輸入失調(diào)電壓，是因?yàn)樗麜?huì)給放大電路帶來誤差。下面就要分析它帶來的誤差。在計(jì)算之前，我們再認(rèn)識(shí)一個(gè)讓我們不太爽的參數(shù)，失調(diào)電壓的溫漂，也就是說，上面提到的輸入失調(diào)電壓會(huì)隨著溫度的變化而變化。而我們的實(shí)際電路的應(yīng)用環(huán)境溫度總是變化的，這又給我們帶來了棘手的問題。下表就是在OPA376 datasheet上截取下來的參數(shù)。它溫漂最大值為1uV/℃(-40℃to 85℃)。一大批運(yùn)放的Vos是符合正態(tài)分布的，因此datasheet一般還會(huì)給出offset分布的直方圖。

當(dāng)溫度變化時(shí)，輸入失調(diào)電壓溫漂的定義為：

剛忘記了另一個(gè)重要的參數(shù)，就是運(yùn)放輸入失調(diào)電壓的長期漂移，一般會(huì)給出類似uV/1000hours或uV/moth等。有些datasheet會(huì)給出這一參數(shù)。

下面舉例計(jì)算一下OPA376，在85℃時(shí)的最大失調(diào)電壓，主要是兩部分，一部分是25度時(shí)的輸入失調(diào)電壓，另一部分是溫度變化引起的失調(diào)電壓漂移。

具體步聚如下圖。從結(jié)果來看似1uV/℃溫漂，在乘上溫度變化時(shí)，就成為了誤差的主導(dǎo)。因此，如果設(shè)計(jì)的電路在寬的溫度范圍下應(yīng)用，需在特別關(guān)注溫漂。

Vos(85℃)= 25uV+60uV=85uV.

如果放大電路的Gain改為100,則最大輸出失調(diào)電壓就為8.5mV。這是最差的情況。

關(guān)于輸入失調(diào)電壓的測試在"運(yùn)放參數(shù)的詳細(xì)解釋和分析-part2，如何測量輸入偏置電流Ib，失調(diào)電流Ios"中有介紹，感興趣的話，可以去看看。還有簡單的測試方法，如下圖：

Vos = Vout/1001

需要提醒的是，使用簡易方法測試單電源運(yùn)放的輸入失調(diào)電壓時(shí)，需要將輸入端短路并提供一個(gè)低噪聲的穩(wěn)定電壓偏置。如下圖。

下面列一些低溫漂運(yùn)放，它們的最大漂移只有0.05uV/℃。輸入失調(diào)電壓Vio最大值只有5uV。

4、運(yùn)放噪聲快速計(jì)算

本文不是研究運(yùn)放的噪聲理論，TI的資深應(yīng)用經(jīng)理Art Kay已經(jīng)寫過一系列的文章來分析運(yùn)放的噪聲，相信大多數(shù)模擬電路工程師都讀過。國內(nèi)還有工程師把它翻譯成中文。

今天主要從自上而下的角度分析一下運(yùn)放電路的噪聲組成，計(jì)算時(shí)幾個(gè)主意要點(diǎn)和繁索的地方、最主要的是提供給大家一個(gè)方便的計(jì)算小工具，很好用，讓噪聲計(jì)算變的簡單。

運(yùn)放構(gòu)成的反向放大電路中，噪聲主要來源于三個(gè)方面

（1）運(yùn)放的輸入噪聲電壓en(在datasheet中有數(shù)據(jù)和曲線)

（2）運(yùn)放的輸入電流噪聲in（在datasheet中同樣可以找到數(shù)據(jù)和曲線）。這需要流過電阻后轉(zhuǎn)化為電壓噪聲。

（3）設(shè)置放大倍數(shù)的電阻R1和Rf的熱噪聲，也就是可以通過經(jīng)典公式算出來的。Noise =√(4kTKRΔf)。這是不可避免的。很多情況下會(huì)成為主要噪聲來源。

運(yùn)放噪聲的計(jì)算就是將這三個(gè)值一一求出來，由于這些噪聲是不相關(guān)的。它們的矢量和即為運(yùn)放的總輸入噪聲。再乘上噪聲增益就可以得到輸出端噪聲，公式如下。看似簡單實(shí)則很麻煩。

我們將計(jì)算得來和輸入總噪聲加到理想運(yùn)放的正輸入端，就得到了運(yùn)放的噪聲模型。注意，是正輸入端哦，因此不管同向放大電路，還是反向放大電路對(duì)噪聲的增益均為G=1+Rf/R1。我們可以簡單理解為噪聲是疊加到運(yùn)放輸入端的一個(gè)信號(hào)。如下圖

上面說了一個(gè)重要問題，運(yùn)放的噪聲增益。還要一個(gè)重要問題，運(yùn)放的噪聲帶寬，datasheet中給出的運(yùn)放噪聲參數(shù)一般為譜密度值如1.1nV√Hz。也就是說，需要對(duì)它在噪聲帶寬中進(jìn)行積分才可以得到噪聲的RMS電壓值。噪聲帶寬不同于信號(hào)的-3dB帶寬。確切的說是Brickwall 濾波器的帶寬。簡單說，就是把實(shí)際的濾波器響應(yīng)曲線，在保證包含面積不變時(shí)轉(zhuǎn)化成理像低通濾波器時(shí)的帶寬。好在我們可以查表得到，N階濾波器的-3dB帶寬與Brickwall 濾波器的帶寬換算系數(shù)。如下表

看上去好麻煩，不要急，還有更麻煩的事，就是運(yùn)放的輸入電壓噪聲和輸入電流噪聲，是與頻率有關(guān)的，在極低頻率時(shí)(0.1Hz-10Hz)主要是1/f噪聲，以后主要是白噪聲，如下圖，

需要對(duì)其分段積分。

如下圖是噪聲電壓的計(jì)算，只要輸入1/f噪聲在特定頻率的值，和平坦噪聲的值，就可以計(jì)算出不同頻率下的噪聲密度。輸入頻帶的起止頻率，就可以分析出這下頻帶內(nèi)各個(gè)噪聲的貢需率。

下圖是計(jì)算同向放大電路的噪聲密度的方法（以O(shè)PA627為例），只需輸入信號(hào)源電阻，運(yùn)放電壓噪聲，運(yùn)放電流噪聲，電阻值和溫度，就可以計(jì)算出來輸出電路的噪聲密度，這大大提高了計(jì)算效率。計(jì)算結(jié)果同樣給出了各個(gè)噪聲源的貢需率，方便我們進(jìn)行噪聲優(yōu)化設(shè)計(jì)。

5、電源抑制比DC-PSRR

這一小節(jié)談?wù)勥\(yùn)放的電源抑制比。在理想運(yùn)放中，運(yùn)放的特性不會(huì)隨電源電壓的變化而變化。當(dāng)然，分析理想運(yùn)放時(shí)，我們使用的電源，也會(huì)被假設(shè)成理想電源。但實(shí)際情況并非如此，實(shí)際的運(yùn)放，電源電壓發(fā)生變化時(shí)，總會(huì)引起運(yùn)放參數(shù)的變化。這就引出運(yùn)放的一個(gè)重要參數(shù)，運(yùn)放的電源抑制比PSRR。維基百科中給出了PSRR的詳細(xì)定義，就是當(dāng)運(yùn)放的電源電壓發(fā)生變化時(shí)，會(huì)引起運(yùn)放的輸入失調(diào)電壓的變化，（又是失調(diào)電壓），這兩個(gè)變化的比就是運(yùn)放的PSRR。如下式

通常用dB表示。PSRR = 20log(⊿Vcc/⊿Vios)。有些數(shù)據(jù)手冊中，也會(huì)通過失調(diào)電壓對(duì)電源變化的比來表示。單位一般用uV/V。如下圖，是OPA365的datasheet中的表示，這個(gè)也不難理解。我們不用為找不到上式定義的比率dB值，而感動(dòng)傷心。這兩種表示方法，都可以讓我們清楚的理解到運(yùn)放對(duì)電源電壓變化的抑制能力。

PSSR為有限值的原因，也是來源于運(yùn)放差分輸入管的不完全匹配。下面著重討論它的影響。如下圖是對(duì)OPA376運(yùn)放的一個(gè)計(jì)算實(shí)例。當(dāng)電源電壓變化500mV時(shí)，就會(huì)引起輸入失調(diào)電壓10uV的變化，如果放大倍數(shù)為2，剛輸出端變會(huì)產(chǎn)生20uV的變化。一些電路放大的倍數(shù)更大，則輸出失調(diào)電壓變更大。這足以使一個(gè)輸送給16bitsADC的信號(hào)產(chǎn)生誤差。（16位ADC的一個(gè)LSB對(duì)應(yīng)的變化為15ppm of FSR）。

6、電源抑制比AC-PSRR

上面一節(jié)討論的是直流DC電源抑制比。實(shí)際的應(yīng)用電路中，運(yùn)放的電源電壓可能是不變的。

下面就來分析另一個(gè)關(guān)鍵的參數(shù)，運(yùn)放交流電源抑制比AC-PSRR。這個(gè)參數(shù)相對(duì)在實(shí)際的應(yīng)用電路中顯得更有價(jià)值，卻時(shí)常被我們忽略。運(yùn)放的datasheet參數(shù)表格中往往給出的是直流PSRR。而AC-PSRR往往以圖表的形式給出，我們常常忽略了圖表中的信息。然而，被我們忽略的常常是關(guān)鍵。下圖是OPA376的datasheet中的PSRR圖表，從圖表中我們可以看出兩點(diǎn)信息：（1）PSRR是隨電源交流頻率的上升而下降的，（2）正負(fù)電源的AC-PSRR不同。

以上兩點(diǎn)會(huì)在應(yīng)用電路中引起令人不快的問題，下圖是說明了一個(gè)在電源上出現(xiàn)的峰峰值為100mV，頻率為20kHz的紋波，會(huì)使放大電路的輸出端增加一個(gè)20uV，20kHz的噪聲信號(hào)。

通常，運(yùn)放的應(yīng)用電路中使用線性電源對(duì)運(yùn)放供電，對(duì)運(yùn)放的電源進(jìn)行濾波。但在一些手持式設(shè)備為了提高效率，降低功耗，不得不使用開關(guān)電源對(duì)運(yùn)放供電，開關(guān)電源的頻率往往超過100kHz，甚至到MHz的水平。在這個(gè)頻率點(diǎn)上，運(yùn)放的PSR能力下降的非常快。如OPA376在100kHz時(shí)，PSRR只有50dB了。與高于100dB的DC-PSRR相去甚遠(yuǎn)。另一個(gè)問題在單電源的手批設(shè)備中，開關(guān)電容的“buck-boost”常被用來將正電源轉(zhuǎn)化為負(fù)電源。看到上圖中運(yùn)放對(duì)負(fù)向電源的AC-PSRR后，會(huì)讓我們出點(diǎn)冷汗了。 運(yùn)放的PSRR就要是指電源電壓變化引起輸入失調(diào)電壓的變化。因此可以參照測量失調(diào)電壓的方法測量PSRR。把電源電壓變化一個(gè)⊿Vcc，然后測量計(jì)算⊿Vios，就可以計(jì)算出PSRR。

上面提到運(yùn)放使用開關(guān)電源供電時(shí)，由于PSRR隨頻率的上升而下降。使得運(yùn)放在輸出端有很大的紋波噪聲。下面提供一個(gè)簡單的辦法，只適合于低功耗的運(yùn)放。在DC-DC輸出的電源與運(yùn)放的電原之間加一個(gè)小電阻（如下圖），如果運(yùn)放的功耗小于5mA。則這個(gè)10歐電阻產(chǎn)生的壓降小于50mV。

下面看一下這個(gè)電路的效果如下圖，在100kHz時(shí)頻響為-36dB這相當(dāng)于給運(yùn)放增加了36dB的PSRR。這個(gè)功耗損失換取這個(gè)效果還是很值得的。

另一個(gè)有效的方法是，使串心電容給電源濾波，串心電容是一種三端電容，但與普通的三端電容相比，由于它直接安裝在金屬面板上，因此它的接地電感更小，幾乎沒有引線電感的影響，另外，它的輸入輸出端被金屬板隔離，消除了高頻耦合，這兩個(gè)特點(diǎn)決定了穿心電容具有接近理想電容的濾波效果。關(guān)于串心電容，感興趣的可以查閱相關(guān)資料。

7、共模抑制比CMRR

運(yùn)放的共模擬制比，是常被大家關(guān)注的一個(gè)運(yùn)放參數(shù)，尤其是在差分放大器和儀表放大器中。但這一小節(jié)只討論運(yùn)放的共模抑制比，以及CMRR帶來給運(yùn)放的誤差。關(guān)于差分放大器和儀表放大器，以后另文討論。

在開始討論運(yùn)放的共模抑制比，我們先了解一下運(yùn)放的共模輸入電壓，運(yùn)放的共模輸入電壓是指運(yùn)放的兩個(gè)輸入引腳電壓的平均值，注意是“平均值”，這一點(diǎn)很重要，如下圖所示。對(duì)于雙極性輸入級(jí)的運(yùn)放，運(yùn)放的共模輸入電壓，一般達(dá)不到電源軌。而有些rail to rail輸入運(yùn)放的共模電壓是可以達(dá)到電源軌的。

在理想運(yùn)放中，運(yùn)放的差模放大倍數(shù)為無窮大，共模放大倍數(shù)為0。理想總是美好的，現(xiàn)實(shí)總是殘酷的。因此實(shí)際運(yùn)放確不是這樣的，實(shí)際運(yùn)放的差模放大倍數(shù)也不會(huì)是無窮大，共模放大倍數(shù)也不會(huì)是零。我們就這樣定義運(yùn)放的共模抑制比（CMRR），差模增益與共模增益的比，如下式

還有一個(gè)參數(shù)非常常見，就是CMR，它其實(shí)是CMRR的對(duì)數(shù)表示，如下式：

不過這兩個(gè)參數(shù)經(jīng)常被混用。我們只要了解他們都是在表示，運(yùn)放對(duì)共模信號(hào)的抑制能力就可以了。

運(yùn)放只所以會(huì)對(duì)共模信號(hào)能夠進(jìn)行放大，當(dāng)然這是我們不期望的，但也是不可避免的。主要來源于下面幾個(gè)原因：

（1） 、運(yùn)放差入輸入級(jí)的不匹配。這又可分為以下的原因引起的不匹配：

1) 、源極或漏極電阻的不匹配，

2) 、信號(hào)源電阻

3) 、柵極-漏極之間的結(jié)電容

4) 、正向跨導(dǎo)的不匹配

5) 、柵極漏電流

（2）、拖尾電流源的輸出阻抗

（3）、 拖尾電流源的寄生電容會(huì)隨頻率的變化而變化

下面我們就挑幾個(gè)上面的原因看一下它們的影響：

(1) 電阻的不匹配，如下圖所示，由于電阻的不匹配，一個(gè)共模電壓的變化ΔVin，會(huì)在X，Y點(diǎn)轉(zhuǎn)化為一個(gè)差模電壓。

計(jì)算如下，這個(gè)由失配阻ΔRd引入的差模信號(hào)，就會(huì)轉(zhuǎn)化為差分級(jí)輸出信號(hào)的噪聲。

(2) 輸入晶體管的不匹配，管子的不匹配，會(huì)引起兩管子的電流的微小差別，并且兩個(gè)的跨導(dǎo)是不一樣的。

由于輸入級(jí)管子的不匹配，會(huì)將共模信號(hào)轉(zhuǎn)化為一個(gè)差模的誤差，可以用下面的公式表示，它表示失配跨導(dǎo)引起的CMRR。

(3) 再介紹一個(gè)原因，就是拖尾恒流源的寄生電容會(huì)隨頻率變化而變化。這會(huì)引起這個(gè)恒流源電流的變化，差分輸入端射極或源極電阻用恒流源代替的目的是保持電流恒定和高阻抗。但它的電流如果隨頻率發(fā)生變化，勢必降低差分輸入端的共模抑制能力。

8、共模抑制比CMRR的影響

上一小節(jié)簡單介紹了，共模抑制比的定義，以及引起它的原因。下面就介紹一下，它的影響。本系列貼子的目的是說清楚運(yùn)放參數(shù)的定義，分析引起這個(gè)問題的原因，介紹明白這個(gè)參數(shù)對(duì)電路的影響，最后盡力介紹一些經(jīng)驗(yàn)方法來盡可能的減少和避免這些影響。

簡單來說，CMRR是運(yùn)放的一個(gè)直流精度參數(shù)，它的好壞，會(huì)引起運(yùn)放的放大電路的輸出誤差的好壞。

下表是OPA177的datasheet中標(biāo)出的共模抑制比CMRR，注意表中標(biāo)定的值是指，在輸入共模電壓范圍內(nèi)的直流共模抑制比。它的最小值為130dB，是非常高的值。

由于CMRR是有限值，當(dāng)運(yùn)放輸入端有共模電壓Vcm時(shí)，它會(huì)引入一個(gè)輸入失調(diào)電壓，我們稱之為Vos_CMRR。如下圖所示

當(dāng)共模電壓為5V時(shí)，這個(gè)失調(diào)電壓為1.58uV。計(jì)算過程如下，直流共模抑制比轉(zhuǎn)化為比率為：

對(duì)于上圖中的G=2的電路，則輸出端誤差為3.16uV。對(duì)于基準(zhǔn)源為2.5V，雙極性輸入的24位ADC來說，為相當(dāng)于引起了11個(gè)LSB的直流誤差了，直接影響到最后四位的精度了。

下面介紹另一個(gè)不好的影響，運(yùn)放的CMRR是隨頻率的增加而降低。Datasheet中通常會(huì)給出一個(gè)曲線圖來表示這一變化。如下圖，這一點(diǎn)是一個(gè)非常令人不爽的特性。

我們可以計(jì)算一下這一特性的影響，如下圖所示，當(dāng)共模信號(hào)為一個(gè)20Vpp@1KHz的正弦信號(hào)時(shí)，它引入的輸入失電壓將是Vos_CMRR_AC=200uV@1kHz。對(duì)于Gain=2的放大電路，它的輸入誤差信號(hào)將為 400uV@1kHz。

有一點(diǎn)需要引起注意，對(duì)于反向比例放大電路，如下圖，它的同向端是接入到地的，由于“虛短”。此放運(yùn)放的共模信號(hào)將為0，并且不隨信號(hào)的變化而改變。因此共模信號(hào)引起的誤差很小。

而對(duì)于同向比例放大電路，如下圖，它的同向端是接是接的信號(hào)，由于“虛短”。此放運(yùn)放的共模電壓就是信號(hào)的電壓。如果信號(hào)本身是一個(gè)頻率很高的信號(hào)，幅值也很大。那么由這個(gè)信號(hào)引 入的Vos_CMRR_AC執(zhí)必會(huì)非常大。此時(shí)應(yīng)選用在信號(hào)頻率上 CMRR依然很高的運(yùn)放。經(jīng)過上面的分析，即使這樣，Vos_CMRR_AC的影響可能也會(huì)是非常嚴(yán)重的。

最后簡單介紹一下運(yùn)放的CMRR測試，通常人們會(huì)想到有下圖的方法來測試CMRR，這種方法看似簡單，但存在一個(gè)很大的問題，就是它需要的電阻匹配度非常高，為發(fā)測CMRR>100dB的運(yùn)放，需要1ppm以下的電阻。這幾乎不實(shí)用。

簡單易行的方式是下圖的方式。它對(duì)電阻的匹配度要求要低的多。

設(shè)信號(hào)源輸出電壓為VS，測得輔助運(yùn)放輸出電壓為VL0，則有

9、放大電路直流誤差（DC error）

上節(jié)中詳細(xì)分析了運(yùn)放的主要直流參數(shù)。我們分析它們的原因就是，它們會(huì)給我們的電路引入直流誤差。本貼的主要目的是把影響運(yùn)放直流誤差的原因都找出來，并且說明了它是怎樣影響的。以便工程師在設(shè)計(jì)精密放大電路時(shí)多加注意。

首先讓我們看一下，同放放大電路的理論模型，如下圖

這個(gè)電路在運(yùn)放的應(yīng)用電路中，再長見不過了。它的輸出為eo. 等于閉環(huán)增益（1/β）乘以輸入信號(hào)，這里的。輸入信號(hào)我們要多加注意了，它是由電路的輸入信號(hào)ei減于運(yùn)放引入的誤差eid構(gòu)成的。式中β是反饋系數(shù)，對(duì)于像下圖這樣的典型同向放大電路，它的值就是R1/(R1+R2)。這在模電課本中都有詳細(xì)敘述，不過多啰嗦。本文更要關(guān)注的是eid。

對(duì)于eid，我們的第一反應(yīng)可能會(huì)是輸入失調(diào)電壓offset，再進(jìn)一步的反應(yīng)是輸入偏置電流流過電阻網(wǎng)引起的誤差電壓?？墒聦?shí)，遠(yuǎn)不只這兩個(gè)因素，它倆還有七大姑八大姨的都來湊熱鬧。那我們就展示出它的真面目：

上式等號(hào)右邊的項(xiàng)夠多吧。真沒讓我們失望，這么多參數(shù)，參于到制造直流誤差的行列中。當(dāng)然這些參數(shù)，也就是在part1-part8中提到的參數(shù)。

10、放大電路直流誤差（DC error）的影響因素

讓我們再來認(rèn)真看一下上一小節(jié)中提到的公式：

下面我們一項(xiàng)一項(xiàng)的來看看他們吧。

（1） Vos, 輸入失調(diào)電壓，大家都熟，不多廢話。它更壞的一點(diǎn)是它不是一個(gè)老實(shí)待著的值，它會(huì)隨著溫度變化漂移呢。

（2） Ib+, 同向端輸入偏置電流，它流過同向端等效阻抗，形成一個(gè)誤差電壓。

（3） Ib-, 反向端輸入偏置電流，它流過反向端等效阻抗，形成一個(gè)誤差電壓。

有人可能注意了，輸入端阻抗怎么計(jì)算呢。下面的圖一看就明白了。簡而言之吧，輸入電阻（信號(hào)源電阻加輸入端電阻）與反饋電阻的并聯(lián)。千萬別忘了信號(hào)源電阻哦，因?yàn)槲覀儠r(shí)常選用高阻抗的傳感器做信號(hào)源。

（4） en, 等效輸入噪聲。這個(gè)值，我的理解可不只是datasheet中給定的en如1.1nV√Hz。它是集成了電壓噪聲，電流噪聲和電阻噪聲三都的貢獻(xiàn)的。是所有噪聲等效到輸入端的值。具體請參照Art Kay的文章和本系列博文的part4。

（5） eo/A, 這個(gè)表達(dá)式，可能很多人從來沒有關(guān)注過，有這一項(xiàng)的原因是，運(yùn)放的開環(huán)增益A不為0。這也就是因?yàn)檩斎胭N值的不同，而引起的等效輸入誤差的不同了，舉個(gè)例子吧，如果輸出值是5V。開環(huán)增益是100dB，不低了吧。它的折算到輸入端的誤差就有50uV啊。不是小數(shù)目了。

（6） eicm/CMRR, 這個(gè)不用多說，輸入端的同模電壓除以共模抑制比。又有一點(diǎn)不好的地方，運(yùn)放的CMRR可是隨共模信號(hào)頻率的增加而下降的。好多運(yùn)放的CMRR在共模信號(hào)到10KHz以上時(shí)，就比直流下降了幾十個(gè)dB呢

（7） ΔVs/PSRR，電源電壓的變引入的誤差。同樣的，交流PSRR在隨頻率的增高，而下降。

看了這些，可能還會(huì)以為，這點(diǎn)小誤差是毛毛雨了，至多到mV級(jí)，甚至在uV級(jí)，不要忘了，它還要乘上一個(gè)增益Gain呢。假如輸入誤差是100uV。增益為100倍，則輸出的誤差信號(hào)，就是10mV。

Input_error x Gain = Output Error

如果還覺得沒什么，那再講一個(gè)經(jīng)驗(yàn)值吧，一個(gè)滿量程為5V的16位ADC的一個(gè)LSB約為75uV。只要75uV的誤差就會(huì)引起ADC的一位的變化。假如放大電路的輸出誤差信號(hào)是1mV的話，這個(gè)信號(hào)給ADC，直接引起的誤差就是13個(gè)LSB以上。

這個(gè)Output error，真是魚龍混雜。有直流成份，這個(gè)可通過ADC采樣后校正去除掉。有噪聲信號(hào)，還有交流的成份。最不期望的，它還會(huì)隨溫度漂移呢。

我們在設(shè)計(jì)電路中，可以通過上面的分析，找出引起直流誤差的主要因素，然后努力減小之。

11、輸入阻抗和輸入電容

下圖形象的說明了運(yùn)放的輸入端阻抗的特性。主要有兩個(gè)參數(shù)，輸入阻抗和輸入電容。對(duì)于電壓反饋型運(yùn)入，輸入阻抗主要由輸入級(jí)的決定，一般BJT輸入級(jí)的運(yùn)放。的共模輸入阻抗會(huì)大于40MΩ。差模輸入阻抗大于200GΩ。對(duì)于JFET和CMOS輸入級(jí)的運(yùn)放，輸入阻抗要大的多。這個(gè)阻抗通常表現(xiàn)為電阻性。作為常識(shí)被我們所熟知。

更值得我們多加關(guān)注的是運(yùn)放的輸入電容。這個(gè)參數(shù)通常在datasheet的表格中所列出，但常被忽視。運(yùn)放的輸入電容，通常分為共模輸入電容Ccm和差模輸入電容Cdiff。如下面是OPA376的datasheet中列出的輸入電容。

對(duì)于有EMI抑制特性的運(yùn)放，如LMV832，它的輸入電容會(huì)被設(shè)計(jì)的正大的些。下面是帶EMI抑制功能的LMV832的輸入電容值。

運(yùn)放的輸入共模電容Ccm 和差模電容 Cdiff會(huì)形成運(yùn)放的輸入電容 Cin。在許多應(yīng)用中，運(yùn)算放大器的輸入電容都不會(huì)造成問題。但在某些應(yīng)用中會(huì)引起放大電路的不穩(wěn)定。尤其是反向輸入端的電容，是放大電路不穩(wěn)定的幾大罪魁禍?zhǔn)字?。如下圖所示是運(yùn)放在有輸入電容的影響下的模型。

這個(gè)反向輸入端的電容會(huì)在運(yùn)放的環(huán)路增益中引入一個(gè)極點(diǎn)。正是這個(gè)極點(diǎn)的存在，在某些條件下，可能會(huì)引起放大電路的不穩(wěn)定。

運(yùn)放輸入電容引入的極點(diǎn)如下式。即使這個(gè)極點(diǎn)0-dB交截越頻率之內(nèi)，而是非?？拷?-dB交越頻率，它也有可能引起問題。在這個(gè)極點(diǎn)的頻率點(diǎn)上，相位會(huì)有45度的相位延遲，它很可能減少放大電路的相位裕度。如放大電路的0-dB交截越頻率是2MHz。在2MHz處的相位裕度是89°。如果這個(gè)極點(diǎn)的頻率點(diǎn)也在2MHz處，它將使相位裕度減少45°。而變?yōu)棣?= 89° – 45° = 44°。44度的相位裕度就顯得的不夠了。

通常放大電路的輸入電容不只由運(yùn)放的輸入電容組成，還包括布線引起的雜散電容和引腳電容。應(yīng)盡量避免運(yùn)算放大器反相輸入端存在外部雜散電容，尤其是在高速應(yīng)用中。反相輸入周圍區(qū)域應(yīng)去除接地層，從而最大程度地減小PC板雜散電容，此外，該引腳的所有連接都應(yīng)盡量短。

在一些應(yīng)用，常會(huì)加入反饋電容來增加放大電路的穩(wěn)定，加入反饋電容后的電路的環(huán)路增益為，可見反饋補(bǔ)償電容給環(huán)路增益中引入了一個(gè)零點(diǎn)。

12、輸入電容Cin的測量

通常情況下我們可以在運(yùn)放的datasheet中得到運(yùn)放的輸入電容Ccm和Cdif。這些值通常是典型值。有某些情況下，可能需要實(shí)測一下運(yùn)放的輸入電容，下面提供一種實(shí)用的測試方法。

下圖是測試的原理圖，基本測試原理是把運(yùn)放接成跟隨器，然后在同向輸入端串聯(lián)一個(gè)電阻（阻值一般在100K-1M之間），這個(gè)電阻與運(yùn)放的輸入電容會(huì)形成一個(gè)RC電路，我們測試出這個(gè)電路的-3dB頻點(diǎn)，已知串聯(lián)電阻。就可以計(jì)算出運(yùn)放的輸入電容。這里需要注意的是，電阻也是有等效并聯(lián)電容的。如一個(gè)典型的1/4W電容的等效并聯(lián)電容約為0.3pF。我們可以通過串聯(lián)電阻的方法來減小電阻的等效并聯(lián)電容。

下面的圖片是實(shí)際測試的Setup。使用到的儀器有網(wǎng)絡(luò)分析儀，高阻抗FET探頭。和功耗分離器。為什么不用示波器呢？這是有原因的。

由于運(yùn)放的輸入電容通常是小于10pF的。示波器的探筆的電容通常是在10pF左右。如果用示波器探筆去測量運(yùn)放的輸入電容根本就無法測準(zhǔn)。因此需要選用電容小于1pF的，高阻抗FET探頭如Tektronix? P6245。

下面簡要介紹一下測試方法：

（1）首先要測試未安裝運(yùn)放時(shí)PCB的雜散電容，網(wǎng)絡(luò)分析儀的測試結(jié)果讀出-3d頻點(diǎn)f1。并計(jì)算出雜散電容：

（2）在電路中安裝上運(yùn)放，然后用網(wǎng)絡(luò)分析儀測試出-3dB頻點(diǎn)f2。并計(jì)算出運(yùn)放輸入電容與雜散電容的和：

（3）如果我們選取的串聯(lián)電阻遠(yuǎn)小于運(yùn)放的共模電阻，則可以看作Rth1=Rth2。則此時(shí)上式可以寫為：

這樣，求差，就可以計(jì)算出運(yùn)放的輸入電容了。

13、軌至軌輸入（rail to rail input）

隨著單電源運(yùn)放的廣泛的運(yùn)用，運(yùn)放的軌至軌輸入（rail to rail input）成為一個(gè)時(shí)髦的詞?，F(xiàn)在大部分低電壓單電源供電的運(yùn)放都是軌至軌輸入的。

先說兩句廢話，解釋一下軌至軌，這里的軌指的是電源軌，運(yùn)放的兩個(gè)電源供電電壓如+/-15V。這兩個(gè)電源電壓就像兩條平行的距離為30V的“軌道”一樣限制了運(yùn)放的輸入輸出信號(hào)。運(yùn)放的軌至軌輸入是指運(yùn)放的輸入端信號(hào)電壓能夠達(dá)到電源的兩個(gè)軌，并保持不失真，如上例輸入信號(hào)電壓可達(dá)到+/-15V。運(yùn)放的輸入電壓范圍可在運(yùn)放的datasheet中找到。就是共模電壓范圍Vcm（Common-Mode Voltage Range）。如下表即為OPA365的輸入電壓范圍，可見它是典型的軌至軌輸入運(yùn)放。

一般的BJT和JFET是非軌至軌輸入的運(yùn)放。如下表所示為OPA827共模輸入電壓范圍為(V-)+3V至(V+)-3V，典型的非軌至軌運(yùn)放。

單電源（我們暫且稱之為“單電源”）運(yùn)放的輸入級(jí)通常有三種結(jié)構(gòu)，第一種是采用PMOS做差分輸入級(jí)。這樣的運(yùn)入輸入級(jí)電壓可以低于負(fù)電源軌0.2甚至0.3V，但達(dá)不到正電源軌，如OPA336。下表是datasheet中標(biāo)出的OPA336輸入電壓范圍。

它的輸入級(jí)原理框圖如下圖，典型的PMOS差分輸入級(jí)。

既然PMOS差分輸入級(jí)輸入電壓不能達(dá)到正電源軌，那NMOS呢，對(duì)頭，NMOS差分輸入級(jí)的輸入電壓可以達(dá)到正電源軌，但是達(dá)不到負(fù)電源軌，一般會(huì)在負(fù)電源軌的1.2V之上。

此時(shí)有人想到了，把PMOS和NMOS差分輸入級(jí)并聯(lián)起來。在接近電源負(fù)電壓軌時(shí)使PMOS差分輸入級(jí)工作，在接近電源正電源軌時(shí)使NMOS差分輸入級(jí)工作。這樣不就可以實(shí)現(xiàn)運(yùn)放的軌至軌輸入了嘛。太巧妙了。的確早先的軌至軌輸入運(yùn)放就是這樣設(shè)計(jì)的。并且現(xiàn)在也在大量使用這種技術(shù)。如下圖是OPA703的輸入級(jí)，就是典型的PMOS與NMOS相并聯(lián)的運(yùn)放輸入級(jí)。當(dāng)輸入共模電壓在(Vss-)-0.3V<Vcm<(Vss+)-2V時(shí)PMOS處于工作狀態(tài)，NMOS處于關(guān)閉狀態(tài)。當(dāng)輸入共模電壓在(Vss-)-2V<Vcm<(Vss+)+0.3V時(shí)NMOS處于工作狀態(tài)，PMOS處于關(guān)閉狀態(tài)。

下表是OPA703的datasheet中給出的共模電壓輸入范圍(V-)-0.3V至(V+)+0.3V.

Bipolar輸入級(jí)運(yùn)入同樣也有這樣的結(jié)構(gòu)，如下圖是典型PNP與NPN型三級(jí)管并聯(lián)形成的差分輸入級(jí)。

14、軌至軌輸入

13中講到了常用的軌至軌運(yùn)放是采用NMOS與PMOS差分輸入級(jí)相并聯(lián)的方法。這一方法巧妙的解決了輸入信號(hào)達(dá)不到兩個(gè)電源軌的問題。在當(dāng)今軌至軌輸入的運(yùn)放中得到廣泛的應(yīng)用。

但是這種并聯(lián)差分輸入級(jí)的運(yùn)放有一個(gè)先天的問題就是輸入失調(diào)電壓交越問題。如下圖所示，為并聯(lián)差分輸入結(jié)構(gòu)的運(yùn)放的輸入前級(jí)。

下圖是這種運(yùn)放的輸入失調(diào)電壓可以看出。隨著共模電壓的升高PMOS在2V（用于舉例的值）左右將關(guān)閉，而NMOS即將打開，就在這個(gè)節(jié)骨眼上。運(yùn)放的輸入失調(diào)電壓變生了跳變。這個(gè)可以理解，兩組不同結(jié)構(gòu)的輸入級(jí)的輸入失調(diào)電壓是不同的，在交接棒時(shí)，這個(gè)失調(diào)電壓也完成了交接棒。對(duì)于直流信號(hào)這個(gè)問題會(huì)引起誤差突變，對(duì)于正弦交流信號(hào)，這個(gè)問題會(huì)引起信號(hào)的失真。在交越點(diǎn)引入一個(gè)小小的臺(tái)階。

為了解決這個(gè)問題，設(shè)計(jì)了兩種領(lǐng)先的差分輸入級(jí)。第一種結(jié)構(gòu)如下圖。PMOS差分輸入級(jí)能達(dá)到負(fù)電源軌，而達(dá)不到正電源軌，總是差這么1V左右夠不著。我們把輸入級(jí)的電源在內(nèi)部提高1.8V。水漲船高，這樣的輸入級(jí)就能達(dá)到運(yùn)放的正電源軌。由于只有一組差分輸入級(jí)，并不會(huì)存在輸入失調(diào)電壓交越的問題。

這一技術(shù)在TI的單電源運(yùn)放OPAl365上得到應(yīng)用。如下圖。

到這并沒有結(jié)束，另一種技術(shù)在TI的單電源軌至軌運(yùn)放中得到應(yīng)用。這就是自調(diào)零技術(shù)。下圖使用了自調(diào)零技術(shù)（MOSFET Zero Drift）前后。輸入失調(diào)電壓跳變就非常小了。

這一技術(shù)在TI的OPA333運(yùn)放中得到應(yīng)用，下表是OPA333的Vcm輸入電壓范圍。

15、開環(huán)增益Aol

理想運(yùn)放的開環(huán)增益Aol是無窮大的。這是我們在模電課本上學(xué)到的運(yùn)放的一條基本知識(shí)。但現(xiàn)實(shí)總是殘酷的，殘酷到所有的運(yùn)放的開環(huán)增益都不是無窮大，它是一個(gè)有限值。這個(gè)有限制會(huì)引起它的一個(gè)問題。本文要討論的另一個(gè)問題是增益帶寬積，其實(shí)更想多說的一點(diǎn)是增益帶寬的那條曲線。

在不具負(fù)反饋情況下(開環(huán)路狀況下)，運(yùn)算放大器的放大倍數(shù)稱為開環(huán)增益，簡稱AOL。這句話簡單的定義了運(yùn)放的開環(huán)增益。實(shí)際的運(yùn)放的開環(huán)增益，有高有低，并且會(huì)隨溫度變化，這是我們不想看到的。

先說說開環(huán)增益帶來的不良影響。開環(huán)增益為有限值的壞處不只是說明運(yùn)放都不是理想的。它會(huì)帶來一個(gè)常被人們忽略的問題——誤差。

下圖是OPAl369的datasheet中給出的關(guān)于開環(huán)增益的參數(shù)，首先映入眼簾（小學(xué)作文常用詞）的是開環(huán)增最典型值為134dB，最小值為114dB。這說明一點(diǎn)，同一型號(hào)的一大批運(yùn)放，它們各自的開環(huán)增益是有一定分布的。

第二項(xiàng)映入眼簾的是運(yùn)放的開環(huán)增益會(huì)隨溫度變化而變化。當(dāng)然是變壞了。在整個(gè)運(yùn)放的使用范圍里最小值可能達(dá)到90dB.

下面我們計(jì)算一個(gè)Aol對(duì)放大電路的影響。如下圖是常見的同相比例放大電路。

如果考慮進(jìn)Aol,則它的電壓增益為

當(dāng)假設(shè)Avol為無窮大時(shí)，則上述放大電路的增益化簡為

上面是模電課本中講到的內(nèi)容。但如果我們較真兒一下，計(jì)算一下 Avol的影響，當(dāng)Avol為典型值134dB時(shí)，上面電路的增益為：

誤差為：

這個(gè)結(jié)果還不錯(cuò)差，相當(dāng)于20ppm的誤差。

如果在寬溫度范圍下應(yīng)用，最壞情況呢，當(dāng)Avol在over temperature時(shí)為最小值90dB時(shí)，增益誤差為下面的計(jì)算結(jié)果。

Oah, 麥噶敦。千分之三的誤差，對(duì)于16位ADC，這相當(dāng)于200 codes。真是不小的值啊。

因此對(duì)于Aol我們可以得出這樣的結(jié)論，

(1) 不能輕視它，它確實(shí)影響了運(yùn)放的直流誤差，在以前的part中提到過。

(2) 它是隨溫度變化的，并且在最壞情況下，它帶的誤差可真不小。

(3) 低開環(huán)增益的運(yùn)放不適合高精度的放大。

如bruce 的博客中寫到Aol和offset是表姐妹。把有限開環(huán)增益看作是隨輸出電壓變化而變化的失調(diào)電壓，可為估計(jì)誤差提供一種直觀的方法。如果DC開環(huán)增益為100dB，則其相當(dāng)于1/10^(100dB/20) = 10uV/V。因此，輸出擺動(dòng)1伏，輸入電壓必須改變10uV?？砂阉醋魇请SDC輸出電壓變化的失調(diào)電壓。輸出擺動(dòng)9伏，其變化為90uV?；蛟S，這種變化對(duì)于你的電路來說不足為道，也可能會(huì)有影響。

16、增益帶寬積（GBW）

對(duì)于運(yùn)放的增益帶寬積，大家再熟悉不過了，這也是我在大學(xué)初學(xué)運(yùn)放時(shí)，記憶深刻的唯數(shù)不多的幾個(gè)參數(shù)之一。

還是想寫篇貼子對(duì)這個(gè)參數(shù)深刨根一下，（趙大叔小品“往祖墳上刨”）。對(duì)于單極點(diǎn)響應(yīng)，開環(huán)增益以6 dB/倍頻程下降。這就是說，如果我們將頻率增加一倍，增益會(huì)下降兩倍。相反，如果使頻率減半，則開環(huán)增益會(huì)增加一倍，結(jié)果產(chǎn)生所謂的增益帶寬積。下表就是運(yùn)放OPA376的datasheet中給出的增益帶寬積典型值5.5MHz。

比這個(gè)表格中的參數(shù)更有用的是運(yùn)放的開環(huán)增益曲線，如下圖是OPA376的datasheet中給出的開環(huán)增益曲線.

在一些資料中也?？吹竭\(yùn)放的單位增益帶寬，它是指運(yùn)放增益為1時(shí)的-3dB帶寬（上圖把它標(biāo)出來了），它與運(yùn)放的增益帶寬積從數(shù)值上是相等的，雖然名稱不同。下面我們往深處刨一下圖中的曲線，先觀察增益曲線，它在1Hz左右有一個(gè)拐點(diǎn)，從這個(gè)拐點(diǎn)之后，運(yùn)放的開環(huán)增益開始以-6dB/2倍頻程（或-20dB/十倍頻程）下降。正是由于這個(gè)拐點(diǎn)的存在，才使得運(yùn)放有了增益帶寬。這與理想運(yùn)放中的開環(huán)增益是無窮大是不一樣的。

增益帶寬積的值可是有隱含條件的，就是這個(gè)值是在小信號(hào)下的帶寬，這個(gè)常說的小信號(hào)是多小呢，印象中是100mVpp吧。但我們的運(yùn)放常用來放大大信號(hào)，輸出都在幾伏左右。工程師常見的問題就是計(jì)算出來的帶寬夠啊，怎么在實(shí)際電路中就不夠了呢，原因就在這。因此大信號(hào)帶寬還要關(guān)注一個(gè)參數(shù)壓擺率SR。將在以后的貼子中介紹。

小結(jié)，增益帶寬積是表示小信號(hào)的增益帶寬。大信號(hào)另當(dāng)別論。

17、從開環(huán)增益曲線談到運(yùn)放穩(wěn)定性

接part16還是先從開環(huán)增益曲線談起，開環(huán)境曲線為什么在低頻時(shí)為什么會(huì)有一個(gè)拐點(diǎn)呢？這個(gè)拐點(diǎn)就是運(yùn)放的主極點(diǎn)。運(yùn)放內(nèi)部的電路中也會(huì)有多個(gè)極點(diǎn)或零點(diǎn)。這個(gè)點(diǎn)就是運(yùn)放內(nèi)部（三級(jí)也好，兩級(jí)也罷）電路的主極點(diǎn)。如果是三級(jí)結(jié)構(gòu)的運(yùn)放，這個(gè)極點(diǎn)一般是由第二級(jí)的密勒電容來設(shè)定的，下圖就是單極點(diǎn)運(yùn)放的原理圖。

圖中Cc就是設(shè)定主極點(diǎn)的電容。下圖是一個(gè)兩級(jí)他全差分運(yùn)放的內(nèi)部電路原理圖，在圖中找找Cc。它就在M5管子上，并且根據(jù)密勒效應(yīng)放大。

為什么要引用Cc來設(shè)置運(yùn)放的主極點(diǎn)呢，而不把運(yùn)放設(shè)計(jì)成開環(huán)增益是恒定值如130dB，那不更接近于理想運(yùn)放嘛。最主要原因就是，引放這個(gè)主極點(diǎn)補(bǔ)償，可以保證運(yùn)放的穩(wěn)定。并且為了穩(wěn)定，設(shè)計(jì)工程師會(huì)盡量把主極點(diǎn)壓低。最早的鼻祖級(jí)運(yùn)放如uA709就是沒有內(nèi)部補(bǔ)償?shù)?，所以需要外部補(bǔ)償，否則極易產(chǎn)生震蕩。

當(dāng)然這個(gè)極點(diǎn)會(huì)引入90度的相移，我們再看一上圖中的相位曲線，在10MHz附近又有一個(gè)45度的相移呢。這只能用一個(gè)條件來解釋，就是在這附近還有一個(gè)極點(diǎn)，只不過這個(gè)極點(diǎn)已經(jīng)在單位增益帶之外了，因此不會(huì)引起振蕩。但它也會(huì)引入一個(gè)問題，使運(yùn)放的相位裕度變低。再看圖，我們發(fā)現(xiàn)在5.5MHz時(shí)，相移好像不只是90度，好像是110度左右。這就使得運(yùn)放的相位裕度變?yōu)?0度左右了。

再深刨幾句，分析運(yùn)放的穩(wěn)定性時(shí)總會(huì)分析運(yùn)放的環(huán)路增益Aβ，總會(huì)聽到這樣的話當(dāng)Aβ=-1時(shí)運(yùn)放總產(chǎn)生震蕩。也就是環(huán)路中相移達(dá)到180度。其中A就是開環(huán)增益，而β是放大電路的反饋系數(shù)，下圖簡單的說明了運(yùn)放的反饋網(wǎng)絡(luò)和β。

從根本上講，就是環(huán)路中有兩個(gè)極點(diǎn)。不幸的是運(yùn)放中A中已經(jīng)有了一個(gè)極點(diǎn)，引入了90度 (甚至以上的)相移了。再引入一個(gè)90度的相移，就不是困難的了。當(dāng)然這不是我們想看到的。

環(huán)路增益Aβ可以寫成，A除以在反饋系數(shù)的倒數(shù)，1/β其實(shí)也就是電路的閉環(huán)增益：

上式還是不好分析，再把上式寫成對(duì)數(shù)形式，這對(duì)我們就太有用了。

這個(gè)式子在波特圖上表示是什么呢，見下圖

咦，眼熟！！對(duì)，這張圖來源于資深工程師Tim Green寫的關(guān)于運(yùn)放穩(wěn)定性的系列文章中的。圖中畫雙箭頭線的區(qū)域就是放大電路的環(huán)路增益。上面講到環(huán)路增益中有兩個(gè)極點(diǎn)就會(huì)產(chǎn)生振蕩。這在上面的波特圖中的表現(xiàn)是什么呢，就是運(yùn)放的開環(huán)增益A與反饋系數(shù)的倒數(shù)1/β在波特圖中相交時(shí)的合并速度大于等于40dB/十倍頻程（上圖中，只有運(yùn)放的主極點(diǎn)，因此合并速度為20dB/十倍頻程）。

是什么原因引起了環(huán)路增益中產(chǎn)生了兩個(gè)極點(diǎn)了，從Aβ中可以看出A已有一個(gè)極點(diǎn)了。無非是A再加一個(gè)極點(diǎn)，或者β再引入一個(gè)極點(diǎn)，就足以讓電路不穩(wěn)定了。這里作為拋磚引玉。

18、壓擺率(SR)

我始終覺得運(yùn)放的壓擺率（SR）是與運(yùn)放的增益帶寬積GBW同等重要的一個(gè)參數(shù)。但它卻常常被人們所忽略。說它重要的原因是運(yùn)入的增益帶寬積GBW是在小信號(hào)條件下測試的。而運(yùn)放處理的信號(hào)往往是幅值非常大的信號(hào)，這更需要關(guān)注運(yùn)放的壓擺率。

壓擺率可以理解為，當(dāng)輸入運(yùn)放一個(gè)階躍信號(hào)時(shí)，運(yùn)放輸出信號(hào)的最大變化速度，如下圖所示

它的數(shù)學(xué)表達(dá)式為：

因此在運(yùn)放的數(shù)據(jù)手冊中查到的壓擺率的單位是V/us.下表就是運(yùn)放datasheet中標(biāo)出的運(yùn)放的壓擺率。

我在實(shí)驗(yàn)室里測過OPA333對(duì)階躍信號(hào)響應(yīng)的波形如下圖所示。希望能讓大家看的更直觀：

討論完定義和現(xiàn)象，我們來看一下壓擺率SR的來源。先看一下運(yùn)放的內(nèi)部結(jié)構(gòu)：

這個(gè)圖有點(diǎn)眼熟，是的，運(yùn)放的SR主要限制在內(nèi)部第二級(jí)的Cc電容上。這個(gè)電容同時(shí)也決定著運(yùn)放的帶寬。那運(yùn)放的壓擺率，主要是由于對(duì)第二級(jí)的密勒電容充電過程的快慢所決定的。再深究一下，這個(gè)電容的大小會(huì)影響到運(yùn)放的壓擺率，同時(shí)充電電流的大小也會(huì)影響到充電的快慢。這也就解釋了，為什么一般超低功耗的運(yùn)放壓擺率都不會(huì)太高。好比水流流速小，池子又大。只能花更長的時(shí)間充滿池子。

下表是一些常用到TI運(yùn)放的壓擺率和靜態(tài)電流：

上面簡單說了一個(gè)影響壓擺率SR的因素。下面該說SR對(duì)放大電路的影響了。它的直接影響，就是使輸出信號(hào)的上升時(shí)間或下降時(shí)間過慢，從而引起失真。下圖是測試的OPA333增益G=10時(shí)波形。由于OPA333的增益帶寬積為350kHz，理論上增益為10的時(shí)候的帶寬為35kHz。但下圖是24kHz時(shí)測試的結(jié)果。顯然輸出波形已經(jīng)失真，原因就是壓擺率不夠了。帶寬也變成了27kHz左右。

19、全功率帶寬(FPBW)

因此這里要引入一個(gè)重參數(shù)，重要程度堪比增益帶寬積。那就是運(yùn)放的全功率帶寬。雖然只是一個(gè)數(shù)學(xué)推導(dǎo)。

對(duì)于一個(gè)輸出為正弦波的信號(hào)，輸出電壓可表示為：

Vout = Vp * sin(2*pi*f*t)

這個(gè)輸出電壓對(duì)時(shí)間求導(dǎo)可得：

上式的max是指在求導(dǎo)后的余弦信號(hào)在t=0時(shí)得到最大值。這個(gè)很好理解，也就是說原正弦信號(hào)在t=0時(shí)壓擺率最大。

可以看出dV/dt表示的壓擺率，跟信號(hào)的頻序有關(guān)，還與信號(hào)的輸出幅值有關(guān)。上式中，如果Vp是運(yùn)放的輸出滿幅值。則上式可表示為

此時(shí)FPBW就是運(yùn)放的滿功率帶寬了。記住它吧，它簡值太重要了。例如如果想在100Khz以內(nèi)得到正弦波的10Vo-p振幅,按照公式需要轉(zhuǎn)換速率的是6.3v/us以上的OP?？梢钥闯?，滿功率帶寬由壓擺率和輸出信號(hào)的幅值決定的。也就是壓擺率一定的情況下，輸出信號(hào)的幅值越大，全功率帶寬越小。這也解釋了上面OPA333的測試結(jié)果。

這里還要說一個(gè)得要的公式，就是運(yùn)放的上升時(shí)間與帶寬的關(guān)系。如下式，面熟，這個(gè)公式在很多地方都見過。也太重要了，記住它吧。

今天我們深一點(diǎn)分析這個(gè)公式的由來。其實(shí)它是由一階系統(tǒng)的響應(yīng)計(jì)算而來的。對(duì)于一階RC的頻率響應(yīng)為

一階系統(tǒng)的階躍響應(yīng)為下式。

Vo=0.1Vm時(shí) t=0.1RC。(-ln0.9 =0.1)當(dāng)Vo=0.9Vm時(shí)，t=2.3RC (-ln0.1=2.3)。則RC階躍 響應(yīng)的時(shí)間為Tr=2.2RC.

而對(duì)于一個(gè)一階RC的帶寬又可以表示為：BW=1/（2*pi*RC）。上升時(shí)間里也有RC，這兩個(gè)RC是同一個(gè)嘍。這句是廢話。那Tr=2.2/(2*pi* BW)=0.35/BW。

下面我們對(duì)這個(gè)結(jié)論用TINA進(jìn)行一下仿真。運(yùn)放為OPA2188，增益帶寬積為2MHz。運(yùn)放設(shè)置為增益為1的同向放大電路。輸入信號(hào)為10mV的階躍信號(hào)。輸出信號(hào)的上升時(shí)間為220.8ns-82.5nS=138.3nS.

下面看一下計(jì)算結(jié)果：計(jì)算結(jié)果為175nS。約20%的誤差。但也有很好的參考價(jià)值了。

20、建立時(shí)間(Settling Time)

相信關(guān)注運(yùn)放建立時(shí)間的人不是特別多，但是運(yùn)放的建立時(shí)間，對(duì)于其后的ADC至關(guān)重要。如一個(gè)16bits的ADC，它的一個(gè)LSB對(duì)應(yīng)的電壓范圍是其滿量程的15ppm, (百萬分之十五) 。如果驅(qū)動(dòng)ADC的運(yùn)放還沒有達(dá)到最終的值就被ADC采樣了。這必然會(huì)引起ADC的采樣誤差。

放大器的建立時(shí)間是當(dāng)運(yùn)輸入為階躍信號(hào)時(shí)，運(yùn)放的輸出響應(yīng)進(jìn)入并保持在規(guī)定誤差帶所需的時(shí)間。這個(gè)誤差常見的值為0.1%, 0.05%,0.01%。一個(gè)杯具的時(shí)，誤差大小與建立時(shí)間不是線性關(guān)系。如誤差0.01%的建立時(shí)間可能是誤差0.1%的建立時(shí)間的30倍以上。神奇吧。下圖是運(yùn)放的建立時(shí)間的示例說明圖，建立時(shí)間，就是從階躍信號(hào)開始到信號(hào)誤差達(dá)到目標(biāo)值的這段時(shí)間。如圖上可以看出，運(yùn)放運(yùn)階躍信號(hào)的響應(yīng)會(huì)是一個(gè)含有過沖和振鈴的二階響應(yīng)。這個(gè)響應(yīng)看上去很熟悉，像控制系統(tǒng)的二階響應(yīng)。所以以下的分析與控制系統(tǒng)有相似性。

運(yùn)放的建立時(shí)間，主要有兩段組成，第一段是運(yùn)放的輸出電壓從起始值到達(dá)目標(biāo)值附近，這一過程是一個(gè)非線性過程。這一段的時(shí)長是由給運(yùn)放的補(bǔ)償電容充電的電流所決定的。關(guān)于這個(gè)補(bǔ)償電壓，在運(yùn)放的壓擺率中提到過。因此也可以理解為第一段時(shí)間與運(yùn)放的壓擺率有關(guān)，（壓擺率的決定因素也是運(yùn)放補(bǔ)償電容充電的快慢）。第二段時(shí)間是指輸出已經(jīng)接近最終目標(biāo)值了，進(jìn)入這一階段后，運(yùn)放處在準(zhǔn)線性區(qū)。這一階段的特性，主要受運(yùn)放的零-極點(diǎn)對(duì)(doublets)影響。在高速運(yùn)放中，運(yùn)放的slew rate非常高，因此第一段時(shí)間非常短，因此建立時(shí)間主要由第二段時(shí)間所決定。

關(guān)于第二段時(shí)間，感興趣的可以參閱B.Yeshwant Kamath的經(jīng)典論文

Relationship Between Frequency Response and Settling Time of Operational Amplifiers

關(guān)于建立時(shí)間的測量方法，可能需要比較精密的電路，和參數(shù)良好的儀器。網(wǎng)上也有經(jīng)典的文章介紹。感興趣的可以找一下。

Measuring op amp settling time by using sample-and-hold technique

從運(yùn)放的指標(biāo)上講，運(yùn)放的建立時(shí)間會(huì)受到大信號(hào)參數(shù)-壓擺率 (SR)的影響和小信號(hào)參數(shù)-閉環(huán)增益的影響。下圖是一款運(yùn)放的建立時(shí)間與閉環(huán)增益的關(guān)系。

通過圖表可以看出，隨著閉環(huán)增益增加，建立時(shí)間也隨著增加。這是由于高增益時(shí)，運(yùn)放的閉環(huán)帶寬會(huì)降低，因此調(diào)整輸出誤差的環(huán)路增益(AolB)也會(huì)減小。最終造成放大電路建立時(shí)間的增加。

最后再羅嗦一句，對(duì)于數(shù)據(jù)采樣保持電路來說，建立時(shí)間是非常重要的。尤其對(duì)于ADC的輸入需要通過multiplexer在不同信號(hào)間切換的。一定要注意讓信號(hào)建立起來后，再進(jìn)行采樣。否則會(huì)引起不可預(yù)知的誤差。

21、總諧波失真(THD)

這一個(gè)part，準(zhǔn)備寫寫關(guān)于運(yùn)放的總諧波失真。其實(shí)不只是總諧波失真，還有諧波失真，總諧波失真和噪聲（THD+N），都是評(píng)價(jià)運(yùn)放在諧波失真方面的重要參數(shù)。

運(yùn)放的總諧波失真（THD）是當(dāng)運(yùn)放的輸入信號(hào)為純的正弦波時(shí)（這里說純的正弦波是指無諧波的正弦波），運(yùn)放的輸入信號(hào)中的各次諧波（2次，3次，至n次）的均方根值，與輸出號(hào)基波的RMS值之比。定義如下式：

其實(shí)際測試時(shí)，一般只測試前五次諧波（2次到6次）。這是因?yàn)橹C波的幅值隨著諧波階次的增高而快速降低。六次以上的諧波已經(jīng)占總諧的比率非常小，相對(duì)來說只是毛毛雨啦。因此只測前五次諧波已經(jīng)充分反應(yīng)全部的諧波成份了。（當(dāng)然在有些廠商的ADC中它們會(huì)測量到2-9次諧波，這樣的結(jié)果會(huì)更精確）

運(yùn)放的總諧波失真加噪聲很好理解，就是上式分母中再加上噪聲RMS值，定義如下式。式中的Vnoise是指可測量帶寬內(nèi)的噪聲的RMS值。

好多廠家的數(shù)據(jù)手冊中，標(biāo)示的THD其實(shí)代表著THD+N，這是因?yàn)榇蟛糠譁y試系統(tǒng)并沒有區(qū)分與信號(hào)相關(guān)的諧波和其它噪聲信號(hào)。下表是datasheet中標(biāo)出的THD+N值：

這里進(jìn)行一個(gè)小小的說明，一般在音頻系統(tǒng)中，THD（或THD+N）一般用百分比表示，如上表中的值，在通信系統(tǒng)中THD+N一般用dB表示。

THD的測量方法，一般是將輸入信號(hào)的基波頻率，用窄帶陷波器濾除出去，然后測試其余的信號(hào)成分（包括諧波和噪聲）。常用的測量音頻THD的儀器為Audio Precision。

下面再說一個(gè)運(yùn)放的datasheet中常出現(xiàn)的圖表，運(yùn)放的THD+N是與放大電路的閉環(huán)增益相關(guān)的。增益越高TND+N越低。這是因?yàn)樵陂]環(huán)增益提高時(shí)，放大電路的環(huán)路增益會(huì)隨之降低。使得運(yùn)放對(duì)非線性誤差的糾正能力一降。這就引出了運(yùn)入出現(xiàn)諧波失真的根本原因，是由于內(nèi)部器件或多或少的存在非線性效應(yīng)。

Datasheet中的表格中標(biāo)出的總諧波失真和噪聲的值是在增益為1的放大電路中測試的。因此它是一個(gè)非常好的值，當(dāng)我們設(shè)計(jì)的電路放大倍數(shù)增大時(shí)，看到TND+N惡化現(xiàn)在不用覺得奇怪了。

另外一點(diǎn)時(shí)，現(xiàn)在許多的運(yùn)放都是軌至軌（rail to rail）輸入輸出的，一般都標(biāo)稱能信號(hào)離運(yùn)放的電源軌只有10mV左右甚至更低。但這會(huì)有一個(gè)問題，當(dāng)信號(hào)的在接近電源軌時(shí)，受非線性效應(yīng)的響應(yīng)，信號(hào)的TND+N還是會(huì)惡化的。因此如果想保持良好的TND+N。盡量不在使運(yùn)入的輸出信號(hào)太接近于電源軌。

22、軌至軌(rail to rail)輸出

最近比較忙，把這個(gè)主題中斷了，現(xiàn)在利用周末的時(shí)間，把這個(gè)主題繼續(xù)下去。希望本月能把運(yùn)放基本參數(shù)這一主題結(jié)貼。并開始新的主題。

今天用一個(gè)貼子寫兩個(gè)關(guān)于運(yùn)放輸出特性的小主題，一個(gè)是Rail-Rail 輸出，另一個(gè)是輸入短路電流。

先說軌至軌輸出(rail to rail output)?，F(xiàn)在在低電壓運(yùn)放的中，很多都是軌至軌輸出。運(yùn)放的軌至軌輸出是由MOS作輸出級(jí)設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)的。早期的運(yùn)算放大器輸出級(jí)是帶有NPN電流源或下拉電阻的NPN射極跟隨器。這種使用BJT的互補(bǔ)共射極輸出級(jí)無法完全擺動(dòng)到電源軌，只能擺動(dòng)到電源軌的晶體管飽和電壓CESAT范圍內(nèi)。對(duì)于較小的負(fù)載電流(小于100 μA )，飽和電壓可能低至5至10 mV；但是，對(duì)于較高負(fù)載電流，飽和電壓可能增加至數(shù)百毫伏

軌至軌輸出的本意是指，運(yùn)放的輸出電壓可以達(dá)到電源軌。但實(shí)際是它是十分接近電源軌。只說這么一個(gè)定義是沒有多大意義的。下面要說一下這里關(guān)于軌至軌輸出的一些需要注意的問題。

先看下圖，是OPA376的datasheet上的數(shù)據(jù)?？吹皆诓煌?fù)載下的輸出離電源軌的電壓值是不同的。

這是由于采用CMOS FET構(gòu)建的輸出級(jí)（如下圖）可以提供近乎真正軌到軌的性能，但只是在空載條件下。如果運(yùn)算放大器輸出必須流出或吸入相當(dāng)大的電流，則輸出電壓擺幅會(huì)降低，降幅為FET 內(nèi)部導(dǎo)通電阻上的I×R 壓降。一般而言，精密放大器的導(dǎo)通電阻在100 Ω 左右，但高電流驅(qū)動(dòng)CMOS 放大器的導(dǎo)通電阻可能小于10 Ω。這就是引起輸入不能完全達(dá)到電源軌的根本原因。

另一方面，運(yùn)放的輸出信號(hào)到軌的電壓值，隨溫度而變化。這同樣可以在OPA376的datasheet中的表格中看到，并且在全溫范圍內(nèi)，一般會(huì)出現(xiàn)在高溫的情況，輸出信號(hào)到軌的電壓值會(huì)變大。這是由于MOS導(dǎo)通電阻，具有正溫度系數(shù)，溫度越高，導(dǎo)通電阻越大。這也就是造成了全溫范圍內(nèi)壓差VSAT = VS – VOUT會(huì)變大。

下面引出一張圖表，這張圖表在運(yùn)放的datasheet中非常常見，但也經(jīng)常被忽略，它反應(yīng)了一個(gè)重要結(jié)論：隨著溫度的上升，和輸出電流的上升，運(yùn)放輸出信號(hào)與電源軌的壓差VSAT = VS – VOUT也隨之增大。原因正如上面所解釋的。當(dāng)然還有一個(gè)問題，當(dāng)輸出電壓越接近電源軌時(shí)，信號(hào)的失真會(huì)變的差一點(diǎn)。因此沒有真正能達(dá)到電源軌輸出的運(yùn)放。根據(jù)上面的原因，離電源軌遠(yuǎn)一點(diǎn)，更容易達(dá)到高的信號(hào)質(zhì)量。

23、輸出短路電流

運(yùn)放的輸出短路電流是用來表明運(yùn)放輸出級(jí)輸入或灌入電流的能力，這一指標(biāo)表明了運(yùn)放的驅(qū)動(dòng)能力。一般的運(yùn)放最大輸出短路電流在幾十個(gè)mA的水平，看上去不算很小。但在一些情況下也會(huì)引起問題，因此本貼花點(diǎn)時(shí)間來寫一下這個(gè)問題。

下圖是OPA376的輸出短路電流，看得出源電流和灌電流是不同的，一個(gè)是30mA，另一個(gè)是50mA.

運(yùn)放的輸出短路電流在反映一個(gè)重要的性能，就是驅(qū)動(dòng)負(fù)載的能力，尤其是當(dāng)輸出信號(hào)幅值比較大時(shí)，負(fù)載電阻較小時(shí)，如一個(gè)輸入20Vpp的正弦波信號(hào)，加在一個(gè)100ohm上時(shí)，則加在負(fù)載上的電流有有效值為7.07V/100ohm=70.7mA。

另一種的確定電流驅(qū)動(dòng)能力的方法，是使用輸出電流和輸出電壓圖。圖1顯示LMH6642的輸出電流和輸出電壓圖。對(duì)于大多數(shù)器件，通常會(huì)對(duì)源電流(圖2a)和阱電流(圖2b)這兩種情況分別給出一張圖。

圖2：LMH6642的輸出特征

運(yùn)用這種圖，就能夠估算出對(duì)于給定的輸出擺幅運(yùn)放所能提供的電流。這些圖由芯片廠商，用來顯示放大器的輸出電流能力與輸出電壓之間的關(guān)系。

請注意，在圖2中，描述了"來自V+的Vout"與輸出源電流的關(guān)系，以及"來自V-的Vout"與輸出阱電流的關(guān)系。用這種方法來表示數(shù)據(jù)的原因之一是，和輸出電壓相對(duì)于地的表示方法相比，它能被更容易地應(yīng)用于單電源或雙電源操作。另一個(gè)原因是由于電壓余量比總的電源電壓對(duì)于輸出電流的影響要大得多，因此對(duì)于任意的電源電壓，即使在數(shù)據(jù)手冊上找不到精確對(duì)應(yīng)的條件，這種數(shù)據(jù)手冊方法也能使設(shè)計(jì)者通過一組最接近的曲線來進(jìn)行粗略的計(jì)算。

圖中能夠用來預(yù)測一個(gè)給定負(fù)載上的電壓擺幅。如果坐標(biāo)軸是線性的，設(shè)計(jì)者只需要在圖中的特征曲線上加上一條負(fù)載曲線，通過這兩條曲線的交點(diǎn)就能確定電壓擺幅。

24、輸出阻抗Ro和Rout

本文的標(biāo)題有此讓人迷惑，運(yùn)放的輸出阻抗怎么會(huì)有兩個(gè)呢，它們有啥區(qū)別呢。下面先來說一下他們的定義，從定義中可以看出它們的區(qū)別。Ro定義為運(yùn)放的開環(huán)輸出阻抗。Rout定義為運(yùn)放的閉環(huán)輸出阻抗。定義看上去很明確但理解起來還是不夠直觀。看下面的圖，Ro是由運(yùn)放內(nèi)部輸出級(jí)決定的，不隨閉環(huán)增益的變化而變化。可以理解為運(yùn)放的本征參數(shù)。

而Rout則不同，它是運(yùn)放構(gòu)成環(huán)閉放大電路后，從輸出端看進(jìn)去的阻抗，需要在輸出端進(jìn)行測量才能得到。當(dāng)然它會(huì)隨著閉環(huán)增益變化而變化。

講完定義，下面講一下它們倆的關(guān)系，公式很簡單：

具體推導(dǎo)過程，在Tim Green的經(jīng)典應(yīng)用文檔集“運(yùn)算放大器的穩(wěn)定性”第三篇，有詳細(xì)的推導(dǎo)過程，這里不見重復(fù)了。(此處省略兩百字，呵呵)。

下面著重分析一下，Ro對(duì)放大電路的影響，通過分析，我們可以看到Ro的危害，并在進(jìn)行放大電路設(shè)計(jì)時(shí)，關(guān)注到所選用的運(yùn)放的Ro值。

由于Ro的存在，并且不像理解運(yùn)放中的為零，運(yùn)放在驅(qū)動(dòng)容性負(fù)載時(shí)，就會(huì)出問題了。主要問題是Ro和負(fù)載電容相互作用給放電大路的環(huán)路增益引入一個(gè)極點(diǎn)，下面就是上面電路中Ro和負(fù)載電容引入的極點(diǎn)的計(jì)算結(jié)果。這個(gè)極點(diǎn)的拐點(diǎn)頻率為5.545KHz。好低哦。

fpo1 = 1/(2?П?RO?CL)

fpo1 = 1/(2?П?28.7??1μF)

fpo1 = 5.545kHz

引入這個(gè)極點(diǎn)又會(huì)發(fā)生什么呢？它會(huì)使放大電路不穩(wěn)定，看下面的圖，它將環(huán)路增益畫成了波特圖進(jìn)行分析，關(guān)于這一分析方法在Tim Green的經(jīng)典應(yīng)用文檔集“運(yùn)算放大器的穩(wěn)定性”中有詳細(xì)介紹。

可見引入的這一新的極點(diǎn)Fpo1使得運(yùn)放的開環(huán)益在Fpo1以后以40dB/dec的速度滾降。它反饋系數(shù)倒數(shù)的直線時(shí)在相交點(diǎn)fcl時(shí)閉合速度為40dB/dec。這足以使放大電路不穩(wěn)定了。（注：放大電路穩(wěn)定性的判據(jù)為開環(huán)增益Aol曲線與反饋系數(shù)的倒數(shù)曲線在相交點(diǎn)fcl處的閉合速度為20dB/dec則放大電路穩(wěn)定）

即使放大電路沒有發(fā)生震蕩，它也會(huì)使得放大電路對(duì)方波響應(yīng)時(shí)有一個(gè)過沖。如下圖，是在不同負(fù)載電路下小信號(hào)過沖的曲線。從曲線中可以看出，500pF的負(fù)載電路可以使放大電路過沖達(dá)50%。這個(gè)曲線很重要哦，在很多運(yùn)放的datasheet中會(huì)給出。

關(guān)于運(yùn)放datasheet中未給出Ro的值時(shí)，請參照Tim Green的應(yīng)用文檔集“運(yùn)算放大器的穩(wěn)定性”第三篇。文章有詳細(xì)換算過程，節(jié)省時(shí)間，就不附上了。

25、運(yùn)放的熱阻

又忙了一段時(shí)間，今天終于抽出點(diǎn)時(shí)間把運(yùn)放參數(shù)的詳細(xì)解釋系列博客寫完了。最后一小節(jié)還是寫點(diǎn)，非常重要而極易被人忽略的問題——運(yùn)放的熱阻。

在運(yùn)放的datasheet中經(jīng)常見到如下表所示的參數(shù)：來自THS3091的datasheet.

經(jīng)常看到兩個(gè)參數(shù)，但又常被人忽略。下面先解釋什么叫熱阻。半導(dǎo)體封裝的熱阻是指器件在消耗了１[Ｗ]功率時(shí)以產(chǎn)生的元件和封裝表面或者周圍的溫度差。這聽起來有點(diǎn)難理解，看下面的圖，和公式。

TJ= PD( RθJA) + TA

公式看上去有些難理解，一點(diǎn)一點(diǎn)解釋。TA是指芯片的環(huán)境溫度。Tj是指芯片的結(jié)溫，也是指芯片內(nèi)部Die的溫度。這兩者之間的溫度差只與芯片的功耗和熱阻有關(guān)，那通過上面的公式，可以計(jì)算出熱阻的定義公式：

上面的定義可以知道熱阻的單位，是 溫度/功耗。這也就是上面第一個(gè)表格中看到的熱阻單位。

上面說完了熱阻的定義，下面就說說常見到的兩個(gè)熱阻參數(shù)。第一個(gè)是θJC, 這個(gè)是表示，芯片內(nèi)部結(jié)溫junction和芯片封裝外殼case之間的熱阻， 這個(gè)值一般相對(duì)比較小。別一個(gè)是θJA，這個(gè)是表示芯片結(jié)溫junction與芯片ambient的環(huán)境之間的熱阻,這個(gè)熱阻一般要比θJC大一些。這是由于芯片的外殼向周圍環(huán)境散熱要難一些。因此我們在實(shí)驗(yàn)室的室溫環(huán)境下，去摸高功耗的芯片外殼還是很熱。

關(guān)于運(yùn)放的熱阻聽了上面的一大堆理論后，看下面的圖，畫的非常清淅，θCA也有清淅的示意。

上面講了很多理論，最后說一點(diǎn)熱設(shè)計(jì)的注意事項(xiàng)。當(dāng)芯片的工作電流非常大時(shí)，芯片的封裝熱阻比較大時(shí)，就要注意散熱設(shè)計(jì)了。如THS3091用+/-15V供電工作在高頻時(shí)，輸出信號(hào)幅度又大時(shí)，電流可以達(dá)到50mA之上。此時(shí)芯片的功耗為1.5W以上。采用無散熱pad的芯片時(shí)，溫升會(huì)非常高。芯片的datasheet上的熱阻是在JEDEC標(biāo)準(zhǔn)定義的板子上測試的。一般實(shí)際的電路板散熱可能沒有那么好，

芯片datasheet上一般給出最高結(jié)溫為150°C。但長時(shí)間工作的芯片，結(jié)溫不能超過125°C。下面是THS 3091的datasheet中給出的最大結(jié)溫參數(shù)。

本系列至此完。