基于TOP223Y多路單端反激式開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)方案（三）

3.5 輸出整流濾波電路

　　由整流二極管、濾波電容和平波電感組成。將次級(jí)繞組的高頻方波電壓轉(zhuǎn)變成脈動(dòng)的直流電壓，再通過(guò)輸出濾波電路濾除高頻紋波，使輸出端獲得穩(wěn)定的直流電壓。肖特基二極管正向?qū)〒p耗小、反向恢復(fù)時(shí)問(wèn)短，在降低反向恢復(fù)損耗以及消除輸出電壓中的紋波方面有明顯的性能優(yōu)勢(shì)，所以選用肖特基二極管作為整流二極管，參數(shù)根據(jù)最大反向峰值電壓VR選擇，同時(shí)二極管的額定電流應(yīng)該至少為最大輸出電流的3~5倍。次級(jí)繞組的反向峰值電壓VSM為：

　　式中：Iout是輸出端的額定電流，單位為A;Dmin是在高輸入電壓和輕載下所估計(jì)的最小占空比（估計(jì)值為0.3）；V（PK-PK）是最大的輸出電壓紋波峰峰值，單位為mV.計(jì)算得出后考慮閾值C6取100 μF/10 V，C8取220 μF/35 V.

　　第二級(jí)經(jīng)LC濾波使不滿足紋波要求的電壓再次濾波。輸出濾波電容器不僅要考慮輸出紋波電壓是否可以滿足要求，還要考慮抑制負(fù)載電流的變化，在這里可以選擇C7取22 μF/10 V，C9取10 μF/35 V.C5取經(jīng)驗(yàn)值0.1 μF/25 V.輸出濾波電感根據(jù)經(jīng)驗(yàn)取2.2~4.7 μH，采用3.3 μH 的穿心電感，能主動(dòng)抑制開(kāi)關(guān)噪聲的產(chǎn)生。

　　為減少共模干擾，在輸出的地與高壓側(cè)的地之間接共模抑制電容C15.

　　3.6 反饋回路設(shè)計(jì)

　　開(kāi)關(guān)電源的反饋電路有四種類型：基本反饋電路、改進(jìn)型基本反饋電路、配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路、配TL431的光耦反饋電路。本設(shè)計(jì)采用電壓調(diào)整率精度高的可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器TL431加線形光耦PC817A構(gòu)成反饋回路。

　　TL431通過(guò)電路取樣電阻來(lái)檢測(cè)輸出電壓的變化量ΔU，然后將采樣電壓送入TL431 的輸入控制端，與TL431的2.5 V參考電壓進(jìn)行比較，輸出電壓UK也發(fā)生相應(yīng)變化，從而使線性光電耦合器中的發(fā)光二極管工作電流發(fā)生線性變化，光電耦合器輸出電流。

　　經(jīng)過(guò)光電耦合器和TL431組成的外部誤差放大器，調(diào)節(jié)TOP223Y控制端C 的電流IC，調(diào)整占空比D（IC與D成反比），從而使輸出電壓變化，達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。

　　對(duì)于電路中的反饋部分，開(kāi)關(guān)電源反饋電路僅從一路輸出回路引出反饋信號(hào)，其余未加反饋電路。這樣，當(dāng)5 V輸出的負(fù)載電流發(fā)生變化時(shí)，定會(huì)影響12 V輸出的穩(wěn)定性。

　　解決方法是給12 V輸出也增加反饋電路。另外，電路中C10為TL431的頻率補(bǔ)償電容，可以提高TL431的瞬態(tài)頻率響應(yīng)。R5為光電耦合器的限流電阻，R5的大小決定控制環(huán)路的增益。電容器C13為軟啟動(dòng)電容器，可以消除剛啟動(dòng)電源時(shí)芯片產(chǎn)生的電壓過(guò)沖。

　　下面主要是確定R4~R8的值：

　　按照應(yīng)用要求，對(duì)5 V電源要求較高，但也要兼顧12 V電源，權(quán)衡反饋量，將R7，R8的反饋權(quán)值均設(shè)置為0.6，0.4，各個(gè)輸出的穩(wěn)定性均得到保障和提高。

　　只有5 V輸出有反饋時(shí)，如R4，R7取值均為10 kΩ，此時(shí)電流IR7 =250 μA，分權(quán)后，R7分得150 μA、R8分得150 μA.根據(jù)TL431的特性知，Vo，VREF，R7，R8，R4之間存在以下關(guān)系：