D類功放設(shè)計(jì)須知（四）

　　引 言

　　多媒體時(shí)代，傳統(tǒng)A類、B類、AB類線性模擬音頻放大器因效率低，能耗大，已不能滿足電子視聽(tīng)類LCD／PDP／OLED／LCOS／PDA等綠色節(jié)能、高效、體積小等新發(fā)展趨勢(shì)，而非線性音頻放大器件Class-D類功放因具備節(jié)能、高效率、高輸出功率、低溫升效應(yīng)、占用空間小等優(yōu)點(diǎn)，將被納入越來(lái)越多新產(chǎn)品設(shè)計(jì)中。D類放大器架構(gòu)上分半橋非對(duì)稱型和全橋?qū)ΨQ型，而全橋類相對(duì)半橋型具有高達(dá)4倍的輸出功率，更為高效；從信號(hào)適應(yīng)上分模擬型和I2S全數(shù)字型，因全數(shù)字型尚處發(fā)展階段，成本高，而模擬型因成本優(yōu)勢(shì)將在未來(lái)幾年處于應(yīng)用主流。本文重點(diǎn)剖析了全橋模擬型D類功放設(shè)計(jì)要素，實(shí)現(xiàn)了一種基于NXP公司新型綠色能效模擬D類功放TFA9810T電路設(shè)計(jì)，并重點(diǎn)對(duì)綠色節(jié)能高效、高輸出功率、低溫升效應(yīng)、PCB布局、EMI抑制幾個(gè)方面進(jìn)行總結(jié)分析。

　　1 D類功率放大器原理特點(diǎn)

　　1．1 D類放大器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

　　D類放大器由積分移相、PWM調(diào)制模塊、G柵級(jí)驅(qū)動(dòng)、開(kāi)關(guān)MOSFET電路、Logic輔助、輸出濾波、負(fù)反饋、保護(hù)電路等部分組成。流程上首先將模擬輸入信號(hào)調(diào)制成PWM方波信號(hào)，經(jīng)過(guò)調(diào)制的PWM信號(hào)通過(guò)驅(qū)動(dòng)電路驅(qū)動(dòng)功率輸出級(jí)，然后通過(guò)低通濾波濾除高頻載波信號(hào)，原始信號(hào)被恢復(fù)，驅(qū)動(dòng)揚(yáng)聲器發(fā)聲，如圖1所示。

　　1．2 調(diào)制級(jí)（PWM-Modulation）

　　調(diào)制級(jí)就是A／D轉(zhuǎn)換，對(duì)輸入模擬音頻信號(hào)采樣，形成高低電平形式數(shù)字PWM信號(hào)。圖2中，比較器同相輸入端接音頻信號(hào)源，反向端接功放內(nèi)部時(shí)鐘產(chǎn)生的三角波信號(hào)。在音頻輸入端信號(hào)電平高于三角波信號(hào)時(shí)，比較器輸出高電平VH，反之，輸出低電平VL，并將輸入正弦波信號(hào)轉(zhuǎn)換為寬度隨正弦波幅度變化的PWM波。這是D類功放核心之一，必須要求三角波線性度好，振蕩頻率穩(wěn)定，比較器精度高，速度快，產(chǎn)生的PWM方波上升、下降沿陡峭，深入調(diào)制措施參見(jiàn)文獻(xiàn)［2］。

　　1．3 全橋輸出級(jí)

　　輸出級(jí)是開(kāi)關(guān)型放大器，輸出擺幅為VCC，電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。將MOSFET等效為理想開(kāi)關(guān)，關(guān)斷時(shí)，導(dǎo)通電流為零，無(wú)功率消耗；導(dǎo)通時(shí)，兩端電壓依然趨近為零，雖有電流存在，但功耗仍趨近零；整個(gè)工作周期，MOSFET基本無(wú)功率消耗，所以理論上D類功放的轉(zhuǎn)換效率可接近100％，但考慮輔助電路功耗及MOSFET傳導(dǎo)損耗，整體轉(zhuǎn)換效率一般可達(dá)90％左右。因?yàn)檗D(zhuǎn)換效率很高，所以芯片本身消耗的熱能小，溫升也才很小，完全可以不考慮散熱不良，因此被稱為綠色能效D類功放。

　　對(duì)全橋，進(jìn)一步減小導(dǎo)通損耗，要使MOSFET漏源的導(dǎo)通電阻RON盡量小。選取低開(kāi)關(guān)頻率和柵源電容小的MOSFET，加強(qiáng)前置驅(qū)動(dòng)器的驅(qū)動(dòng)能力。

　　1．4 LPF低通濾波級(jí)

　　LPF濾波器可消除PWM信號(hào)中電磁干擾和開(kāi)關(guān)信號(hào)，提高效率，降低諧波失真，直接影響放大器帶寬和THD，必須設(shè)置合適截止頻率和濾波器滾降系數(shù)，以保證音頻質(zhì)量。對(duì)于視聽(tīng)產(chǎn)品，20 Hz～20 kHz為可聽(tīng)聲；低于20 Hz為次聲；高于20 kHz為超聲。應(yīng)用中一般設(shè)置截止頻率為30 kHz，這個(gè)頻率越低，信號(hào)帶寬越窄，但過(guò)低會(huì)損傷信號(hào)質(zhì)量，過(guò)高會(huì)有噪聲混入。常用LPF濾波器一般有巴特沃思濾波器、切比雪夫?yàn)V波器、考爾濾波器三種。巴特沃思濾波器在通帶BW內(nèi)最大平坦幅度特性好，易實(shí)現(xiàn)，因此視聽(tīng)產(chǎn)品多采用等效內(nèi)阻小，輸出功率大的LC二階巴特沃思濾波器如圖4所示。

　　1．5 負(fù)反饋

　　負(fù)反饋是LPF電路，將檢測(cè)到的輸出級(jí)音頻成分反饋到輸入級(jí)，與輸入信號(hào)比較，對(duì)輸出信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償、校正、噪聲整形，以此改善功放線性度，降低電源中紋波（電源抑制比，PSRR）。負(fù)反饋可減小通帶內(nèi)因脈沖寬度調(diào)制、輸出級(jí)和電源電壓變化而產(chǎn)生的噪聲，使輸出PWM中低頻成分總能與輸入信號(hào)保持一致，以得到很好的THD，使聲音更加豐富精確。

　　1．6 功耗效率分析

　　D類效率在THD《7％情況下，可達(dá)85％以上效率，遠(yuǎn)高于普及使用的最大理論效率78.5％的線性功放。根本原因在于輸出級(jí)MOSFET完全工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)。理論上，D類功放效率為：

　　假設(shè)D類功放MOSFET導(dǎo)通電阻為RON，所有其他無(wú)源電阻為RP，濾波器電阻為RF，負(fù)載電阻為RL，則不考慮開(kāi)關(guān)損耗的效率為：

　　式中：fOSC是振蕩器頻率；tON和tOFF分別是MOSFET開(kāi)、關(guān)頻率。此時(shí)效率為：

　　由上述公式得知，D類功放中負(fù)載RL，相對(duì)其他電阻，比值越大效率越高；MOSFET作為續(xù)流開(kāi)關(guān)，所消耗的功率幾乎等于MOSFET導(dǎo)通阻抗上I2RON損耗和靜態(tài)電流總和，相比較輸出到負(fù)載的功率幾乎可忽略。所以，其效率遠(yuǎn)高于線性功放，如圖5所示。非常適應(yīng)現(xiàn)今綠色節(jié)能的要求，適合被平板等數(shù)字視聽(tīng)產(chǎn)品規(guī)模使用。

　　2 D類功放需要注意的關(guān)鍵點(diǎn)

　　在D類設(shè)計(jì)應(yīng)用中需注意以下幾點(diǎn)：

　　2．1 Deadtime（死區(qū)校正）

　　全橋MOSFET管輪流成對(duì)導(dǎo)通，理想狀態(tài)一對(duì)導(dǎo)通，另一對(duì)截止，但實(shí)際上功率管的開(kāi)啟關(guān)斷有一個(gè)過(guò)程。過(guò)渡過(guò)程中，必有一瞬間，如圖3所示，在IN1／IN3尚未徹底關(guān)斷時(shí)IN2／IN4就已開(kāi)始導(dǎo)通；因MOSFET全部跨接于電源兩端，故極端的時(shí)間內(nèi)，可能會(huì)有很大的電壓電流同時(shí)加在4個(gè)MOSFET上，導(dǎo)致功耗很大，整體效率下降，而且器件溫升加劇，燒壞MOSFET，降低可靠性。為避免兩對(duì)MOSFET同處導(dǎo)通狀態(tài)，引起有潛在威脅的很大短路電流，應(yīng)保證一對(duì)MOSFET導(dǎo)通和另一對(duì)MOSFET截止期間有一個(gè)很短的停滯死區(qū)時(shí)間（Dead-time），這個(gè)時(shí)間由Logic邏輯控制器控制，以有效保證一組MOSFET關(guān)斷后，另一組MOSFET再適時(shí)開(kāi)啟，減小MOSFET損耗，提高放大器效率。

　　但Deadtime設(shè)置不當(dāng)，將出現(xiàn)如下問(wèn)題：

　?。?）輸出信號(hào)中將產(chǎn)生毛刺，造成電磁干擾，也即死區(qū)時(shí)間內(nèi)，IN1／IN3都關(guān)斷。完全失控的輸出電壓將受到圖6（a）中體二極管電流的影響（體二極管電流的形成，參見(jiàn)下文EMI節(jié)），輸出波形中將出現(xiàn)毛刺干擾。

　　（2）Deadtime過(guò)大，輸出波形中出現(xiàn)的毛刺包含的能量將持續(xù)消耗在體二極管中，以熱能形式消耗能量，嚴(yán)重影響芯片工作穩(wěn)定性和輸出效率。

　　（3）Deadtime過(guò)長(zhǎng)，影響放大器線性度，造成輸出信號(hào)交越失真，時(shí)間越長(zhǎng)，失真越嚴(yán)重。

　　2．2 EMI（Electro-Magnetic InteRFerence）

　　EMI主要由MOSFET體二極管反向恢復(fù)電荷形成，具體產(chǎn)生機(jī)理如圖6所示。

　　第一階段，MP1-MOSFET導(dǎo)通，有電流流過(guò)MOSFET和后級(jí)LPF電感；第二階段，全橋進(jìn)入Dead-time期間，MP1本身關(guān)斷，但其體二極管依然導(dǎo)通，保證后級(jí)電感繼續(xù)續(xù)流；第三階段，Deadtime期結(jié)束，MN1導(dǎo)通瞬間，若MP1體二極管存儲(chǔ)的剩余電荷尚未完全釋放，則瞬間釋放上一次導(dǎo)通期間未釋放的存儲(chǔ)電荷，導(dǎo)致反向恢復(fù)電流激增，此電流趨向于形成一個(gè)尖脈沖，最終體現(xiàn)在輸出波形上，如圖6（b）所示。因此，輸出頻譜會(huì)在開(kāi)關(guān)頻率以及開(kāi)關(guān)頻率倍頻處包含大量頻譜能量，對(duì)外形成EMI。

　　為抑制EMI，以降低輸出方波頻率，減緩方波頂部脈沖為目的，將一些內(nèi)部EMI消除電路新技術(shù)應(yīng)用于新產(chǎn)品中：

　?。?）Dither。擴(kuò)展頻譜技術(shù)，即在規(guī)定范圍內(nèi)，周期性調(diào)整三角波采樣時(shí)鐘頻率，基波和高次諧波避開(kāi)敏感頻段，使輸出頻譜能量平坦分散；

　?。?）增加主動(dòng)輻射限制電路，輸出瞬變時(shí)，主動(dòng)控制輸出MOSFET柵極，以避免后級(jí)感性負(fù)載續(xù)流引起高頻輻射。

　　2．3 印制板PCB布局設(shè)計(jì)規(guī)則

　?。?）因輸出信號(hào)含大量高頻方波，需將加入的低失真、低插入損耗LC濾波電容和鐵氧體電感低通濾波器件緊密靠