低壓差線性穩(wěn)壓器（LDO）的噪音問(wèn)題解析（二）

　　放大參考噪聲

　　TI TPS74401 LDO 用于測(cè)試和測(cè)量。表 1 列出了常見(jiàn)配置參數(shù)。請(qǐng)注意，為了便于閱讀，TPS74401 產(chǎn)品說(shuō)明書的軟啟動(dòng)電容器 CSS 是指降噪電容器 CNR。

　　表 1 設(shè)置參數(shù)

　　首先，使用一個(gè)可忽略不計(jì)的小 CNR，研究放大器增益的影響。圖 6 顯示了 RMS 噪聲與輸出電壓設(shè)置的對(duì)比情況。如前所述，主要噪聲源 VN（REF） 通過(guò)反饋電阻器 R1 和 R2 的比放大。我們將方程式 7 修改為方程式 8 的形式：

　　其中，VN（Other）為所有其它噪聲源的和。

　　如果方程式 8 擬合y=ax + b的線性曲線，如圖 6 中紅色虛線所示，則 VN（REF）（斜率項(xiàng)）可估算為 19 μVRMS，而 VN（Other）（y 截距項(xiàng)）為 10.5 μVRMS。正如在后面我們根據(jù)“降噪（NR）引腳效應(yīng)”說(shuō)明的那樣，CNR 的值為 1pF，目的是將 RC 濾波器效應(yīng)最小化至可忽略不計(jì)水平，而 GRC 被看作等于 1。在這種情況下，基本假定 VN（REF） 為主要噪聲源。

　　請(qǐng)注意，當(dāng)　OUT　節(jié)點(diǎn)短路至 FB 節(jié)點(diǎn)時(shí)噪聲最小，其讓方程式 8 的放大器增益（1 + R1/R2）等于1（R1=0）。圖 6 顯示，該最小噪聲點(diǎn)約為 30 μVRMS。

　　抵銷放大參考噪聲

　　本小節(jié)介紹一種實(shí)現(xiàn)最小輸出噪聲配置的有效方法。如圖 7 所示，一個(gè)前饋電容器 CFF 向前傳送（繞開）R1 周圍的輸出噪聲。這種繞開或者短路做法，可防止在高于 R1 和 CFF 諧振頻率 fResonant 時(shí)參考噪聲因誤差放大器增益而增加，其中：

　　輸出噪聲變?yōu)椋?/P>

　　圖 7 使用噪聲最小化前饋電容（CFF） 的 LDO 拓?fù)?/P>

　　圖 8 顯示了RMS噪聲相對(duì)于前饋電容 （CFF） 和不同輸出電壓設(shè)置的變化。請(qǐng)注意，每個(gè) RMS 圖線上各點(diǎn)代表上述電路狀態(tài)下整個(gè)給定帶寬的完整噪聲統(tǒng)計(jì)平均數(shù)。正如我們預(yù)計(jì)的那樣，所有曲線朝 30 μVRMS 左右的最小輸出噪聲匯集；換句話說(shuō)，由于 CFF 效應(yīng)，噪聲匯聚于 VN（REF） + VN（Other）。

　　圖 8 前饋電容對(duì)噪聲的影響

　　圖 8 對(duì)此進(jìn)行了描述。CFF 值大于 100nF時(shí)，方程式 8 中1 + R1/R2 的放大器增益被抵銷掉。出現(xiàn)這種情況的原因是，盡管低頻噪聲未被 CFF 完全抵銷，但是低頻噪聲對(duì) RMS 計(jì)算的總統(tǒng)計(jì)平均數(shù)影響不大。為了觀察 CFF 的實(shí)際效果，我們必需查看噪聲電壓的實(shí)際頻譜密度圖（圖9）。圖9表明，CFF=10μF 曲線的噪聲最小，但是某些頻率以上時(shí)所有曲線均接近于這條最小噪聲曲線。這些頻率相當(dāng)于由 R1 和 CFF 值決定的諧振極點(diǎn)頻率。R1 等于 31.6 k? 時(shí)計(jì)算得到的 CFF值，請(qǐng)參見(jiàn)表 2。

　　表 2 計(jì)算得諧振頻率

　　圖 9 表明，50 Hz 附近時(shí)，CFF=100 nF 曲線轉(zhuǎn)降。5 kHz 附近時(shí)，CFF=1 nF 曲線轉(zhuǎn)降，但是 CFF=10 pF 時(shí)諧振頻率受 LDO 噪聲總內(nèi)部效應(yīng)影響。通過(guò)觀察圖 9，我們后面均假設(shè) CFF=10μF 最小噪聲。

　　圖 9 各種 CFF 值的輸出頻譜噪聲密度

　　降噪 （NR） 引腳的效果

　　在 NR 引腳和接地之間使用 RC 濾波器電容（CNR）時(shí)，GRC 下降。圖 10 表明 RMS 噪聲為 CNR 的函數(shù)（參見(jiàn)圖 5）。稍后，我們將在第三段“其它技術(shù)考慮因素”中說(shuō)明這兩條曲線的差異。

　　圖 10 RMS 噪聲與降噪電容的關(guān)系

　　圖 10 利用 10 Hz 到 100 kHz 更寬融合范圍，來(lái)捕捉低頻區(qū)域的性能差異。CNR=1pF 時(shí)，兩條曲線表現(xiàn)出非常高的RMS噪聲值。盡管圖 10 沒(méi)有顯示，但不管是否 CNR=1pF，都沒(méi)有 RMS 噪聲差異。這就是為什么在前面小節(jié)“放大參考噪聲”中，我們把GRC被看作等于 1 的原因。

　　正如我們預(yù)計(jì)的那樣，隨著 CNR 增加，RMS 噪聲下降，并在 CNR=1μF 時(shí)朝約12.5 μVRMS 的最小輸出噪聲匯聚。

　　CFF= 10 μF 時(shí)，放大器增益（1 + R1/R2）可以忽略不計(jì)。因此，方程式 8 可以簡(jiǎn)寫為：

　　正如我們看到的那樣，VN（Other） 并不受 CNR 影響。因此，CNR 保持 10.5 μVRMS，其由圖 6 所示數(shù)據(jù)曲線擬合度決定。方程式 10 可以表示為：

　　接下來(lái)，我們要確定 GRC 降噪電容的影響，這一點(diǎn)很重要。圖 10 中曲線的最小測(cè)量噪聲，讓我們可以將方程式10改寫為：

　　其中，求解VN（REF） × GRC 得到 2 μVRMS。增加 CNR 會(huì)使參考噪聲從19.5 μVRMS降至 2 μVRMS，也就是說(shuō)，在 10 Hz 到 100 kHz 頻率范圍，GRC 從整數(shù)降至 0.1 （2/19.5） 平均數(shù)。

　　圖 11 顯示了 CNR 如何降低頻域中的噪聲。與圖 9 所示小 CFF 值一樣，更小的 CNR 開始在高頻起作用。請(qǐng)注意，CNR 最大值 1μF 表明最低噪聲。盡管 CNR = 10 Nf 曲線表明最小噪聲幾乎接近于 CNR = 1 μF 的曲線，10-Nf 曲線顯示30Hz 和100Hz 之間有一小塊突出部分。

　　圖 11 不同 CNR 值時(shí)輸出頻譜噪聲密度與頻率的關(guān)系

　　圖8所示曲線（CNR = 1 pF），可改進(jìn)為圖 12（CNR = 1 μF）。圖 8 顯示 CFF = 100 Nf 和 CFF = 10 μF 之間幾乎沒(méi)有 RMS 噪聲差異，但是圖 12 清楚地顯示出了差異。

　　圖 12 中，不管輸出電壓是多少，CFF = 10 μF 和 CNR = 1 μF 均帶來(lái)最低噪聲值12.5 μVRMS，也即最小 GRC 值（換句話說(shuō)，RC濾波器的最大效果）為 0.1。12.5 μVRMS 值為 TI 器件 TPS74401 的底限噪聲。

　　圖 12 噪聲優(yōu)化以后 RMS 噪聲與前饋電容的關(guān)系

　　當(dāng)我們把一個(gè)新LDO器件用于噪聲敏感型應(yīng)用時(shí)，利用大容量CFF和CNR電容確定這種器件的獨(dú)有本底噪聲是一種好方法。圖12表明RMS噪聲曲線匯聚于本底噪聲值。
其他技術(shù)考慮因素

　　降噪電容器的慢啟動(dòng)效應(yīng)

　　除降噪以外，RC濾波器還會(huì)起到一個(gè)RC延遲電路的作用。因此，較大的CNR值會(huì)引起穩(wěn)壓器參考電壓的較大延遲。

　　前饋電容器的慢啟動(dòng)效應(yīng)

　　CFF利用一種機(jī)制繞過(guò)R1反饋電阻AC信號(hào)，而憑借這種機(jī)制，其在激活事件發(fā)生后VOUT不斷上升時(shí)，也繞過(guò)輸出電壓反饋信息。直到CFF完全充電，誤差放大器才利用更大的負(fù)反饋信號(hào)，從而導(dǎo)致慢啟動(dòng)。

　　為什么高VOUT值會(huì)導(dǎo)致更小的RMS噪聲

　　在圖8和圖10中，相比VOUT=0.8V的情況，VOUT=3.3V曲線的噪聲更小。我們知道，更高的電壓設(shè)置會(huì)增加參考噪聲，因此這看起來(lái)很奇怪。對(duì)于這種現(xiàn)象的解釋是，由于CFF連接至OUT節(jié)點(diǎn)，因此除繞過(guò)電阻器R1的噪聲信號(hào)以外，CFF還有增加輸出電容值的效果。圖12表明，由于參考噪聲被最小化，我們便可以觀測(cè)到這種現(xiàn)象。

　　RMS噪聲值

　　由于TPS74401的本底噪聲為12.5 μVRMS，它是市場(chǎng)上噪聲最低的LDO之一。在設(shè)計(jì)一個(gè)超低噪聲穩(wěn)壓器過(guò)程中，12.5 μVRMS絕對(duì)值是一個(gè)較好的參考值。

　　結(jié)論

　　本文深入探討了LDO器件的基本噪聲以及如何將其降至最小，具體包括：

　　每種電路模塊對(duì)輸出噪聲的影