LT1248在PFC整流電路中的應用

引言
lt1248是凌特公司推出的一款功能較強大的pfc（power factor correct）控制芯片。該芯片采用dip16封裝，具有以下特點：

（1）能夠適應寬范圍內的負載變化。

（2）采用平均電流控制方法。

（3）輸出驅動電流峰值達1.5a。

（4）低靜態(tài)工作電流、高開關噪聲抑制。

（5）內部集成了多重的保護。

（6）特有同步信號處理能力。

lt1248在開關電源的前級輸入預調制器和ups整流側pfc電路等ac-dc變換場合，能夠很好的控制輸入功率因數(shù)，減少對電網(wǎng)的干擾，有著很高的應用價值。

lt1248的內部結構和工作原理

lt1248的內部結構如圖1所示，按功能的不同大體分為三個部分，基本運算單元（含電壓誤差放大器、乘法器、電流放大器）；

保護單元（含過壓保護電路、過流保護電路、欠壓保護電路、開機軟啟動電路和保護信號綜合電路）；

功能實現(xiàn)單元（含pwm比較器、rs觸發(fā)器、同步信號發(fā)生器、振蕩器、圖騰柱和7.5v基準輸出等）。

基本運算單元

lt1248基本運算單元的控制結構框圖如圖2所示。圖中基本運算單元將11腳檢測到的輸出電壓反饋信號與內部7.5v給定電壓相減，經(jīng)電壓調節(jié)器后，與6腳檢測到的輸入電壓反饋信號相乘，得到輸入電流給定指令，再與4腳檢測到的輸入電流反饋相減，經(jīng)電流調節(jié)器，形成控制量，該控制量與三角波比較，生成占空比可調的pwm驅動脈沖，驅動電路中的開關管的通斷，最終實現(xiàn)apfc控制的目的。常見的輸入電流給定信號與輸入電流反饋信號的比較策略有三種：峰值電流比較、滯環(huán)電流比較和平均電流比較。前兩種比較策略所用的器件較少，但是容易受噪聲的干擾，使系統(tǒng)控制精度降低。lt1248采用的是平均電流比較的策略，很好的提高了控制的精度。同時，lt1248采用的是電壓電流雙環(huán)控制的方法，電壓環(huán)的輸出成為電流環(huán)的給定，這樣即保證了輸出電壓的恒定，又保證了輸入電流與輸入電壓的同相位，同時也提高了系統(tǒng)控制動態(tài)特性。

保護單元

lt1248除了可以完成基本的驅動開關管功能之外，還集成了完善的過壓、過流保護和欠壓封鎖等功能。

過壓保護在芯片內部有三重保護：

（1）由8腳ovp檢測到輸出電壓信號，與7.9v相比，比較器輸出低電平封鎖乘法器的輸出，使乘法器輸出電流為零。

（2）因為電流放大器有失調電壓，當im＝0a時，電流放大器也會有輸出，輸出電壓可能繼續(xù)增大，這時，vsense檢測過大，使7腳vaout<2.2v，比較器m1輸出高電平，7  a的電流源通過二極管對isense的外接電阻充電，抵消電流放大器反相輸入端的負分量，使電流放大器輸出近似為零。最終將輸出電壓誤差維持在2v之內。

（3）在外圍電路中可以通過檢測輸出電壓來設置en/sync腳，構成第三重的過壓保護。確保電路安全可靠。

過流保護在芯片內部有兩重保護：

（1）由腳12外接的電阻rset設置的，根據(jù)公式 (略)，通過設定rset，就可以控制im的大小，而im又和輸入電流存在一定的比例關系（由外圍電路選擇有關），進而控制輸入電流的最大值。

（2）保護（1）中，只能限制im的最大值不變，電流放大器仍有輸出信號，此時如果輸入電流還要增大，則通過腳2（pklim）直接檢測過流信號，復位rs觸發(fā)器，形成第二重過流保護。

欠壓封鎖功能通過一個帶滯環(huán)的比較器方便的實現(xiàn)。比較器同相輸入端接vcc，反相端比較上限為16v，下限為10v，當vcc>16v時，開放軟啟動控制器，vref輸出7.5v。只要vcc不低于10v，lt1248就一直工作正常。一旦vcc<10v，封鎖軟啟動控制器和vref，輸出脈沖同時也被與門封鎖。<>

lt1248在pfc整流電路中的應用

本設計的pfc整流電路的技術指標為：

輸入電壓范圍：150vac~270vac；

額定輸入電壓：220vac；

額定輸出電壓：380vdc；

滿載輸入電流：6.8aac；

滿載輸入功率：1.5kw；

輸入功率因數(shù)：0.95以上，

具體實現(xiàn)電路圖如圖3所示。

rc振蕩電路

該電路決定了pfc工作的頻率，r越大，充電電流越小，充電時間越長，頻率越小。反之，r越小，頻率則越大。頻率越大，輸入電流跟蹤特性越好，輸入諧波越小，但電磁干擾也會更嚴重一些，對器件的要求也相應越高。該芯片頻率的計算公式為：  f=1.5/(r_{set} c_{set})。一般來說，pfc可以工作在100khz左右，隨著輸入功率的增大，工作頻率要相應降低。本設計考慮輸入功率較大，選擇f＝20khz。此時，選rset＝75k  ，cset＝1n。

輸出電壓檢測和電壓誤差放大器

在直流輸出端接電阻分壓，分壓比為50﹕1，為了不消耗過大的能量，提高效率，取分壓電阻為1m 和20k 。該檢測電壓直接送ovp用來檢測過壓保護。同時，通過電阻r6＝20k  送電壓誤差放大器的反相端輸入vsense。反饋電路的參數(shù)設計為：r7＝330k ，c6＝0.47 f，c5=0.047 f，這里c5較小，起濾波作用，忽略c5得該電路傳遞函數(shù):

比例系數(shù)為－16.5，積分時間常數(shù)為0.1551。

輸入電流檢測和電流誤差放大器

由于rset＝75k ，im(max)＝3.75v/

75k =0.05ma，而主電路的最大電流值為：

(這里k可選1.1~1.3之間的值)

電流互感器檢測比為100:1，故is=170ma，由公式，取r3=3.4k歐姆 ，，取r3=3.4k歐姆  ，rs＝1歐姆。
值得注意的是這里的電流檢測值不是由isense直接輸入的，而是通過mout輸入一個負電平，與im送來的給定電流值相加，形成加法電路，實際還是相當于給定電流與反饋電流相減的作用。

電流誤差放大器的反饋參數(shù)設計為：c3＝100pf，c4＝1nf，r4＝4k ，r5＝20k 。

過流保護電路

因為內部第一重過流保護設的是17a，所以這里設20a為第二重的過流保護。rs左端電壓為 0.2v，又因為腳2（pklim）有50  a的靜態(tài)輸出電流，所以得：

取r9＝1k ，r10＝51k 。

軟啟動電路

lt1248上電后，輸出電壓還沒有升到額定值，此時如果給定的電壓突然加上，就會使電壓誤差放大器輸出過大。所以，在13引腳（ss）接上一個rc充電的回路，內置一個12  a的電流源，上電后由電流源給ss端充電，直到＋7.5v停止。這里設r＝50k ，c＝0.01 f，充電時間常數(shù)為rc=5 104  10 8＝0.5ms。大約3～5個時間常數(shù)后電容上電壓充滿。 驅動脈沖

輸出電路

外接一個10 的電阻接到mosfet驅動端，防止驅動過流，同時通過一個15v的穩(wěn)壓管接地，將該處電平鉗位在15v。

實驗結果波形與分析

圖4是100%阻性滿載時，pfc整流輸入電壓與輸出電壓的波形，電壓探頭10倍衰減，電流鉗的檢測比為1a/10mv，由實驗波形可以看出，電流波形和電壓波形基本同相位，且近似為正弦，很好的做到了輸入功率因數(shù)校正的作用。

圖5是用wavestar軟件分析的100%阻性滿載時輸入電流波形的thd，計算得thd＝3.152%。

另外，在試驗過程中，做了空載，30%，60%，100%，120%，150%等負載下的電流波形試驗。因為相差1度功率因數(shù)為99.98%，相差10度也有98.48%，所以電流的波形畸變率是關系到功率因數(shù)高低的重要標志。表1記載的是各種負載情況下輸入電流波形thd值。表中發(fā)現(xiàn)空載時情況最為惡劣，不僅電流波形thd高，而且電流與電壓相位差大，隨著負載的增加，相位差基本趨于零，電流波形thd下降，到滿載時降到最低，接著又隨負載的過載而略有增加。這是因為當負載變化時，整個系統(tǒng)的控制模型發(fā)生了變化，而基于滿載時設計的電壓、電流反饋的pi參數(shù)是一個定值，所以造成了空載、輕載時輸入電流thd過大的情況。

總結

本文對pfc控制芯片lt1248的內部結構和工作原理做了細致闡述，介紹了應用lt1248的pfc整流電路的設計實例，最后給出了試驗的波形并進行了分析。采用lt1248做控制芯片的pfc電路，設計簡單，輸入電流波形好，省去了復雜的軟件編制，并集成了多重保護，做到了硬件電路設計的小型化與簡單化，能夠在實際生產中推廣應用。