一種改進型零電壓開關PWM三電平直流變換器的研

摘要：介紹了一種帶輸出飽和電感的移相零電壓開關PWM三電平直流變換器，與傳統(tǒng)的零電壓三電平比較，它具有在較寬負載范圍內實現零電壓軟開關；減小副邊占空比丟失；減小輸出二極管的寄生振蕩及電壓尖峰等特點。實驗樣機表明，該電路整機效率高，采用電流峰值控制后，系統(tǒng)的穩(wěn)定性高，易于實現中大功率DC/DC變換。

關鍵詞：飽和電感；零電壓開關；三電平

A Zero-Voltage- Switching PWM Three- level DC/DC Converter Using Output Saturable Inductor

LIU Xue- chao, PAN Hong, ZHANG Bo

Abstract:A novel phase- shift zero-voltage- switching PWM three- level DC/DC converter is introduced which contains two output saturable inductors, thus it can realize ZVS in wide output power range, reduce the secondary duty cycle loss and clamp the parasitic oscillation and voltage spike of the output diode. The prototype experimental results verify the DC/DC converter has a good efficiency and a high stability with the use of peak current control, which can realize high power conversion.

Keywords: Saturable inductor; Zero-voltage- switching; Three- level

1 引言

目前，在中大功率通信DC/DC電源中，三電平直流變換器（Three-Level DC/DC Converter）成為研究的熱點[1][2]，該拓撲可以使開關管電壓應力為輸入直流電壓的一半，這在有三相PFC輸入的場合（輸出直流一般為760～850V）是一個極大的優(yōu)勢，它可使低壓開關器件用于高壓上。實際上，三電平電路是半橋電路的延伸，但與半橋電路的硬開關相比，三電平變換器巧妙結合移相電路的特點，利用變壓器漏感（或外加諧振電感）和開關管的寄生結電容諧振實現開關管的ZVS。

與傳統(tǒng)的移相全橋ZVS軟開關一樣，對于滯后臂軟開關，傳統(tǒng)的移相ZVS三電平很難在輕載時實現ZVS，并且存在占空比丟失的問題。針對ZVS三電平電路的不足，提出了零電壓零電流（ZVZCS）三電平變換器[3]，其中兩只實現開關管的ZVS，另外的兩只實現開關管的ZCS。但是，電路均會由于輸出二極管存在反向恢復問題，而引起輸出電壓振蕩，使二極管承受很高的電壓尖峰，而易損壞。

本文提出一種帶輸出飽和電感及續(xù)流二極管的改進型ZVS三電平變換器。250W樣機實驗結果證明，它有效地克服了ZVS電路的不足之處，把三電平變換器和移相控制很好地結合在一起。與傳統(tǒng)ZVS三電平比較，成本并不會提高很多，易于實現中大功率變換。本文將首先闡明它的工作原理，然后提出飽和電感的設計思路，以及峰值電流控制模式的穩(wěn)定性分析，最后給出了實驗的結果和波形。

2 工作原理

圖1中，Q1和Q4是超前橋臂，Q2和Q3是滯后橋臂，Cs是飛跨電容，Dc1和Dc2是箝位二極管，Lr為諧振電感，Ls1和Ls2為輸出飽和電感，Ds為續(xù)流二極管。與傳統(tǒng)的ZVS三電平比較，它增加了次級飽和電感Ls1、Ls2和輸出續(xù)流二極管Ds。

圖1 改進ZVS三電平電路

一般移相三電平在一個完整的開關周期有12個開關狀態(tài)，除了正半周和副半周的2個功率輸出過程和2個箝位續(xù)流過程外，還有超前臂工作期間從死區(qū)時間開始的諧振和換流過程，以及滯后臂工作期間從死區(qū)時間開始的諧振和換流過程。

為了實現ZVS軟開關，超前及滯后臂都必須有足夠的電感量來吸收開關管寄生電容和變壓器分布電容上的電荷，如下式

LI2>Cmos＋Ctr（1）

式中:L為總的參與諧振的電感；

Cmos為兩個開關管寄生電容的等效值；

Ctr為變壓器分布電容等效值。

三電平零電壓超前橋臂由于有勵磁電感和輸出電感折算值n2Lf參與諧振，因此有足夠的能量在很寬范圍內實現超前臂ZVS。但是，傳統(tǒng)ZVS三電平在滯后臂諧振的時候兩輸出整流二極管同時處于續(xù)流狀態(tài)，只有原邊的諧振電感Lr參與諧振，輸出電感和勵磁電感都不參與諧振換流。由于Lr《n2Lf，相對于超前臂而言，滯后臂很難在寬范圍內實現ZVS，同時在換流過程，ZVS電路會發(fā)生副邊占空比丟失。

加入輸出飽和電感和續(xù)流二極管后，改變了滯后臂的換流過程，勵磁電感將參與諧振換流。根據飽和電感的特性，在超前臂Q1和Q4在換流過程中與傳統(tǒng)的ZVS三電平類似，此時飽和電感由于電流大，處于飽和低阻導通狀態(tài)；滯后臂Q2和Q3換流時，初級電流降到勵磁電流，輸出整流二極管電流趨近于零，飽和電感很快退出飽和，呈現高阻斷狀態(tài)，輸出電流全部流過續(xù)流二極管Ds，變壓器轉化為純電感狀態(tài)，從而啟動勵磁電感參與滯后臂的串聯諧振。由于等效的諧振電感大大增加，在初級電流近似不變的條件下，根據式（1），滯后臂會有足夠能量吸收寄生電荷，實現寬范圍ZVS。同時在加入飽和電感后，由于滯后臂有勵磁電感參與諧振，諧振條件與負載關系不大，所以在設計原邊諧振電感時可以盡量減小該電感，這樣，根據文獻[2]對占空比丟失的討論，可以減小副邊占空比丟失。

飽和電感的特性相當于磁開關，在電流小于Ic時，飽和電感不飽和，電感量很大，磁關斷輸出整流二極管，這樣有效地阻擋了由輸出二極管產生的反向恢復電流，從而減小了由二極管寄生電容和變壓器輸出漏感引起的電壓振蕩，同時減小電壓尖峰。

3 飽和電感的設計

本文討論的是VITROPERM 6050Z鈷基非晶磁芯，它的磁導率為2000～3000，具有非常低的磁芯損耗和非常高的矩形比，當電流在接近零時具有非常大的電感量。這個很大的電感量可以有效地阻擋由二極管產生的反向恢復電流。該磁芯在比較小的電流條件下就可以進入飽和。

飽和電感的磁滯回線如圖2所示，其工作過程如下：到達工作點1時（電流導通），磁芯處于飽和狀態(tài)，具有非常低的電感量。當電流關斷時，工作點到達剩磁點2。二極管的反向恢復效應使得電流向小于零的方向減小，這時，由于鈷基非晶有非常高的磁導率，因此它的電感量很大，有效地抑制了二極管的尖峰電流，實現了二極管的軟恢復。由于高電感值，阻止了磁芯工作在工作點3，而留在反向剩磁點4，然后被磁化開始下一個循環(huán)。

圖2 磁滯回線

一般來講，飽和電感的磁通?必須滿足式（2）。

φ·Sa≥π·trr·Vr·Io (2)

式中：Sa為磁芯截面積；

J為銅線電流密度；

Fcu為銅線填充系數，對于繞線磁芯電感，取Fcu=0.3～0.4;對于銅線徑磁芯電感，取Fcu=1；

trr為輸出二極管反向恢復時間；

Vr為輸出二極管反向電壓；

Io為輸出電流。

所以具有中等線電流密度(2A/mm2)的銅線徑磁芯電感，式（2）可以簡化為

? φ·Sa≥1.5·trr·Vr·Io (3)

飽和電感的線徑dcu為

dcu= mm (4)

所以，繞線圈數N為

N≥π·trr·Vr/φ (5)

4 峰值電流控制的穩(wěn)定性分析

4．1 峰值電流控制原理

峰值電流型控制是20世紀80年代出現的新控制模式，它具有動態(tài)性能好；輸出精度高；增益帶寬大；瞬間限流保護等特點。目前許多移相控制ZVS多采用此控制系統(tǒng)。當然移相三電平ZVS也不例外。

如圖3所示，系統(tǒng)將代表開關管瞬態(tài)電流動態(tài)信號VL與一個固定開關頻率、幅值很小的鋸齒波信號Vm相疊加（鋸齒波是斜率補償，下面將會討論），然后再與參考電壓信號Ve進行比較，共同決定導通橋臂的移相角α。這樣組成了一個電壓外環(huán)，峰值電流內環(huán)的電流型控制系統(tǒng)。4個開關管的占空比D是固定保持在約50％的，只是導通橋臂移相角α決定了變壓器能量轉換的伏秒值，它是既與參考電壓成正比，又與開關管的瞬間電流峰值相關，這樣保證了開關管的瞬間電流峰值跟隨參考電壓的變化。該控制模式具有與移相控制結合的能力，并實現瞬間限流調整，可以對開關器件進行動態(tài)保護，同時也可以自動保持高頻功率變壓器的動態(tài)平衡。

圖3 峰值電流的反饋電路

4．2 峰值電流系統(tǒng)斜率補償的討論

在峰值電流型控制中存在一個比較突出的問題，即在連續(xù)模式移相占空比Dα>50％時，隨著偏移量Δi變化，經過幾個狀態(tài)周期的推移，偏移量將會越來越大，這樣閉環(huán)系統(tǒng)將進入不穩(wěn)定，引起次諧波振蕩，電感電流振鈴等。為了保證系統(tǒng)穩(wěn)定需要通過斜率補償的方法來實現系統(tǒng)穩(wěn)定，這樣雖然犧牲了一些系統(tǒng)增益，但會使系統(tǒng)在移相占空比Dα>50％時保持穩(wěn)定。系統(tǒng)穩(wěn)定性與斜率補償的關系如圖4所示。以下是它的斜率補償穩(wěn)定分析。

（a） 一個周期的總圖

（b） 局部放大圖

圖4 斜率補償圖

由幾何關系可知

Rf·Δi（0）=ac＋ce=ab·m＋ab·m1

－Rf·Δi(Ts)=bf－bd=ab·m2－ab·m（6）

式中：m為補償信號上升斜率；

m1為電感檢測電流上升率；

m2為電感檢測電流下降率。

所以，經過一個開關周期后，輸出電感中電流的變化為

Δi(Ts)=Δi（0）· （7）

同理，經過n個周期后，輸出電感的電流變化為

Δi(n ·Ts)=Δi（0）· （8）

要系統(tǒng)穩(wěn)定，偏移電流量必須趨近于零，即

=|Δi(n·Ts)|=0 （9）

故系統(tǒng)穩(wěn)定的充要條件是

1（10）

因為在穩(wěn)定條件下，D ·m1=(1－D)m2，消去m1，整理后，移相峰值電流控制系統(tǒng)穩(wěn)定充要條件為

（11）

由式（11）可知，當沒有斜率補償時，即m=0，必須要求移相占空比Dα0.5，這就是理論上不加補償時，移相占空比Dα>0.5時系統(tǒng)將不穩(wěn)定；在控制工程實際中，補償斜率m一般取為m=(0.7～0.8)m2，這樣既保證了系統(tǒng)符合穩(wěn)定條件，又保證了系統(tǒng)動態(tài)指標。

5 實驗結果

綜合考慮以上分析，研制了一臺250W帶輸出飽和電感的三電平ZVS直流變換器。并比較了加入飽和電感和不加飽和電感時的特性。樣機的實驗參數如下：

Vin=300V；f=100kHz；Vo=47～50V；Io=5A

主要器件設計參數如下：

移相控制IC:UCC3895

Q1～Q4:IRF840

Cs:0.68μF/450V

Tr:ETD40 PC40;Np:Ns=22:10

Lf:190μH

Lr:6μH G25－DF57

Ls1;Ls2:10×8×46025Z N=4

C1000μF

從實驗波形圖5、圖6可以看到，在負載為5％Io的輕載條件下，超前和滯后橋臂基本可以實現ZVS軟開關，并且波形比較干凈，說明開關干擾很小，實現了軟開關。同時開關管的電壓應力僅為輸入電壓的一半，約150V。說明變換器順利實現了ZVS三電平。

圖5 超前臂在5％Io時vgs和vds波形(CH1-vds;CH2-vgs)

圖6 滯后臂在5％Io時vgs和vds波形(CH1-vgs;CH2-vds)

圖7、圖8比較了不帶飽和電感和帶飽和電感時輸出二極管的波形（Io=5A）?？梢钥吹?，實際波形和理論分析相符合，加入飽和電感時有效降低了輸出電壓尖峰振蕩，輸出特性穩(wěn)定，防止了輸出二極管的過沖損壞。

圖7 不加輸出飽和電感時輸出二極管兩端波形(Io=5A)

圖8 加入輸出飽和電感時輸出二極管兩端波形(Io=5A)

圖9是帶飽和電感原邊電壓波形(Io=5A)，波形與ZVS三電平理論分析一致。

圖9 加入輸出飽和電感時變壓器初級電壓波形（Io=5A）

測試了此樣機的效率特性，如圖10所示，比較了帶飽和電感和不帶飽和電感時的效率曲線。加輸出飽和電感時，整機效率要提高1％～3％。這是因為磁開關的作用，它減小了副邊二極管的寄生振蕩，阻止二極管的反向恢復電流。同時，由于在輸出依靠外加續(xù)流二極管續(xù)流，諧振電感可以相應得到減少，減小了副邊占空比丟失，這樣也降低了原邊換流時的損耗。另外證明加入的鈷基非晶磁芯損耗很小。

圖10 效率與輸出負載的關系曲線(Vin=300V)

6 結語

本文提出了改進型ZVS三電平直流變換器。理論和實驗證明，采用輸出飽和電感啟動勵磁電感，同時配合輸入諧振電感實現ZVS三電平的新型電路，是一種簡單、可靠、經濟實用的零電壓直流變換器。

1）配合零電壓軟開關和三電平電路，集合它們的各自優(yōu)勢，在較寬負載范圍內實現ZVS；

2）有效降低輸出二極管的電壓尖峰和寄生振蕩，減少副邊占空比丟失，提高效率；

3）容易實現峰值電流型的移相控制，控制策略簡單，只要進行適當的斜率補償，就可提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。

參考文獻

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