共模抑制和儀表放大器

1 引言

　　在工業(yè)應(yīng)用中，共模電壓是個(gè)經(jīng)常存在的威脅。通常需要測(cè)量含有大的共模成份的微弱差模信號(hào)。這些遠(yuǎn)距離信號(hào)和內(nèi)部固有的50Hz/60Hz的電網(wǎng)干擾往往對(duì)測(cè)量造成相當(dāng)?shù)睦щy。因此本文探討儀表放大器及其與應(yīng)用相關(guān)的共模電壓的范圍和共模抑制問題。我們從共模電壓和共模抑制的定義談起，然后看看不同儀表放大器的結(jié)構(gòu)，并驗(yàn)證在特殊應(yīng)用中的共模電壓范圍和共模抑制是否適當(dāng)。

2 共模抑制和差模信號(hào)

　　2.1 共模抑制

　　儀表放大器將兩個(gè)信號(hào)的差值放大。典型的差模信號(hào)來自傳感器件，諸如電阻橋或熱電偶。圖1示出了儀表放大器的典型應(yīng)用，來自電阻橋的差模電壓被AD620（低功耗，低成本，集成儀表放大器）放大。在熱電偶和電阻橋的應(yīng)用中，差模電壓總是相當(dāng)?。◣缀练绞畮缀练?。而兩個(gè)輸入端輸入的同極性、同幅值的電壓約為2.5V，還有對(duì)測(cè)量無用的共模分量，所以理想的儀表放大器應(yīng)該放大輸入端兩信號(hào)的差值，任何共模分量都必須被抑制。事實(shí)上，抑制共模分量是使用儀表放大器的唯一原因。實(shí)踐中，儀表放大器從沒有徹底抑制掉共模信號(hào)，輸出端總會(huì)有一些殘余成份。

　　共模抑制比（CMRR）是用來衡量共模信號(hào)被放大器抑制程度的一個(gè)綜合指標(biāo)，它由下式定義
　　
　　式中的Gain是放大器的差模增益，Vcm是輸入端存在的共模電壓，Vout是輸入共模電壓在輸出端的結(jié)果。

　　代入具體值，如AD620集成儀表放大器所設(shè)置增益為10時(shí)，CMRR為100dB，圖1中共模電壓為2.5V，由（1）式求出它在輸出端的電壓為250m V。有上面設(shè)定，注意到由輸入和輸出失調(diào)電壓所引起的輸出電壓約為1.5mV，這說明作為誤差源，CMRR并沒有失調(diào)電壓重要。至此，只討論了直流信號(hào)的共模抑制比。

　　2.2 交流和直流共模抑制比

　　在圖1中，共模信號(hào)可以是穩(wěn)態(tài)的直流電壓（如來自電橋的2.5V電壓），或是來自外部干擾。在工業(yè)應(yīng)用中，最普通的外部干擾從50Hz/60Hz輸電干線檢拾而來（例如來自照明燈，電機(jī)或任何在輸電干線上運(yùn)行的設(shè)備）。在不同的測(cè)量應(yīng)用中，儀表放大器輸入端的干擾基本相等，因此在這里干擾信號(hào)也被看作共模信號(hào)，被疊加在輸入直流共模電壓上，在輸出端得到的是這個(gè)輸入共模信號(hào)的衰減形式，衰減程度取決于該頻率下的CMRR。

　　雖然直流失調(diào)電壓可以通過微調(diào)和校準(zhǔn)輕易除去，而輸出端的交流誤差卻很麻煩。例如，如果輸入回路從輸電干線檢拾到50Hz或60Hz的干擾，那么輸出端的交流電壓會(huì)降低整個(gè)應(yīng)用的分辨度。濾除干擾代價(jià)很昂貴，并且僅在對(duì)速度要求不高的應(yīng)用中才可行。顯然，整個(gè)頻率范圍內(nèi)的高共模抑制有助于減小外部共模干擾的影響。

　　所以，實(shí)踐中在整個(gè)頻率范圍內(nèi)來討論CMRR比討論它在直流時(shí)的情況要有意義得多。集成儀表放大器數(shù)據(jù)手冊(cè)列出了在50Hz/60Hz時(shí)的CMRR，圖解部分給出CMRR隨頻率變化的曲線（見圖2）。

　　圖2表明AD623（低價(jià)格集成儀表放大器）CMRR在頻率范圍內(nèi)變化的情況。100Hz以前保持平坦，之后（大于100Hz）開始下降，可以看出，50Hz/60Hz電網(wǎng)干擾會(huì)被很好的抑制。還要注意電網(wǎng)頻率的諧波干擾，在工業(yè)環(huán)境中，電網(wǎng)頻率諧波可以達(dá)到第七諧波（350Hz/420Hz）。此時(shí)，CMRR降到大約90dB（增益為10）。這使得- 70dB的共模增益仍足以抑制大多數(shù)共模干擾。

3 不同結(jié)構(gòu)的儀表放大器

　　現(xiàn)在考察儀表放大器的不同結(jié)構(gòu)，結(jié)構(gòu)的選擇和無源元件的精確度會(huì)影響交直流的CMRR。

3.1 二運(yùn)放儀表放大器

　　圖3是一個(gè)基本二運(yùn)放儀表放大器的電路圖，差模增益可由式（2）給出

　　　　　　　　(2)

　　這里R1=R4，R2=R3，如果R1=10kΩ，R2=1kΩ，差模增益為11，從式（2）可知，根本不可能使編程增益為1。

　　3.1.1 二運(yùn)放儀表放大器的共模增益

　　直流共模電壓引起的輸出電壓由式（3）給出

　　運(yùn)用式（1），可得電路的CMRR的表達(dá)式為

　　因?yàn)榉帜钢械碾娮璞瓤偸墙咏?，不需要考慮儀表放大器的增益，我們可得到，二運(yùn)放儀表放大器的CMRR隨差模增益的增加而增加。

　　在上述電阻網(wǎng)絡(luò)中，由于存在誤差，實(shí)際電阻值不可能完全等于標(biāo)稱值，即存在失配，可以將R1R3的實(shí)際值比它與R2R4之差值的百分率定義為失配。式（4）可以改寫為

　　式中Mismatch為失配率。

　　編程增益的四個(gè)電阻間的任何不匹配都會(huì)直接影響CMRR。在環(huán)境溫度下，精密的電阻網(wǎng)絡(luò)通過微調(diào)可以達(dá)到最大精確度。電阻的溫度漂移造成的任何失配都會(huì)加劇CMRR的降低。

　　顯而易見，高共模抑制的關(guān)鍵是電阻網(wǎng)絡(luò)，因此電阻比和相對(duì)應(yīng)的漂移兩者都要很好的匹配，而電阻的絕對(duì)值和他們的絕對(duì)漂移卻不重要，關(guān)鍵在于匹配。

　　集成儀表放大器特別適合于增益編程電阻的比值匹配和溫度跟蹤。制作在硅片上的薄膜電阻的最初容差達(dá)到± 20%,制作過程中的激光修整使電阻間的比例誤差減小至0.01%。此外，各薄膜電阻值和溫度系數(shù)之間的相關(guān)變化很小，通常小于3×10- 6/℃。

　　圖4說明在環(huán)境溫度下電阻失配的實(shí)踐結(jié)果。圖3中，電路CMRR的測(cè)量(增益為11)用到4個(gè)電阻，其失配約為0.1%(R1=9999.5Ω，R2=999.76Ω，R3=1000.2Ω，R4=9997.7Ω)。直流CMRR的值約為84dB（理論值為85dB），當(dāng)頻率增加時(shí)，CMRR迅速下降。圖4同時(shí)給出了電網(wǎng)干擾的輸出電壓的示波器波形。180Hz時(shí)200mV(峰-峰)諧波引起的輸出電壓約為800m V。由上述設(shè)定，一個(gè)輸入范圍為0～2.5V的12位數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的1sb權(quán)重為610mV。

　　A1同相端的Vin- 信號(hào)經(jīng)A1后產(chǎn)生的相移或延時(shí)將導(dǎo)致Vin- 和A1的輸出信號(hào)間出現(xiàn)向量誤差，引起整個(gè)頻率范圍內(nèi)CMRR的降低。為保證一定的CMRR，Vin- 和A1輸出端的共模信號(hào)應(yīng)有相同的相位和幅度，這只有在A1沒有延時(shí)時(shí)才可能做到。選擇一個(gè)匹配的高速雙運(yùn)放可以擴(kuò)展頻率范圍，從而使CMRR保持平坦，但另一方面，高速運(yùn)放會(huì)檢拾外部高頻干擾。另一個(gè)解決方法是在A1的反相輸入端和地端之間接一個(gè)微調(diào)電容，缺點(diǎn)是必須手動(dòng)微調(diào)。

　　所以圖4的CMRR（在頻率范圍內(nèi)）受兩個(gè)截然不同的參數(shù)的影響。在低頻時(shí)，CMRR與編程增益電阻的失配直接關(guān)聯(lián)，高頻時(shí)，運(yùn)放的差模閉環(huán)增益引起CMRR的降低。

　　3.1.2 二運(yùn)放儀表放大器的共模范圍

　　二運(yùn)放儀表放大器的輸入共模范圍受編程增益的影響。圖3中，A1工作在閉環(huán)增益為1.1時(shí)，輸入端的任一共模電壓都被放大（即輸入共模電壓經(jīng)1.1倍放大后出現(xiàn)在A1的輸出端）。

　　現(xiàn)在討論儀表放大器可編程增益為1.1時(shí)的情況（R1=1kΩ，R2=10kΩ，R3=10kΩ，R4=1kΩ）。A1的閉環(huán)增益為11，因?yàn)楣材ｋ妷簳?huì)被放大，所以輸入共模范圍受A1輸出擺動(dòng)幅度的嚴(yán)格限制。在應(yīng)用中，強(qiáng)制性使用低電壓引起的問題特別嚴(yán)重，這種情況下，運(yùn)用滿幅度放大器會(huì)增加一些擺動(dòng)范圍以緩解這個(gè)問題。

　　3.2 三運(yùn)放儀表放大器

　　圖5是三運(yùn)放儀表放大器的結(jié)構(gòu)，是分離和集成儀表放大器最常選的結(jié)構(gòu)。整個(gè)增益的傳輸函數(shù)很復(fù)雜，當(dāng)R1=R2=R3=R4時(shí)，傳輸函數(shù)可以簡(jiǎn)化為

　　　　　　　　　(6)

　　R5和R6設(shè)置為相同值（通常在10～50kΩ）。簡(jiǎn)單地調(diào)節(jié)RG的值，電路的整個(gè)增益可由單位值調(diào)至任意高的值。

　　3.2.1 三運(yùn)放儀表放大器的共模增益

　　如所期望的，儀表放大器的共模增益的理論值為0。為計(jì)算共模增益，設(shè)定輸入端只有一個(gè)Vcm共模電壓（也即Vin+=Vin-=Vcm）。RG上沒有電壓降，A1，A2的輸出電壓也等于Vcm，設(shè)A1和A2理想匹配，因此第一個(gè)近似值即第一級(jí)共模增益等于單位值并獨(dú)立于編程增益。

　　假定運(yùn)放A3是理想的，第二級(jí)共模增益由式（7）得到

　　代入式（1），共模抑制比就變?yōu)槭剑?）

　　式中的分母比二運(yùn)放儀表放大器時(shí)復(fù)雜得多，而正如式（4）所示，分母可用電阻的失配百分率來表示，即

　　在式（8）中，如果4個(gè)電阻都相等（或R1=R3，R2=R4），其分母就會(huì)變?yōu)?，而這幾個(gè)電阻的任何失配都會(huì)使共模電壓的一部分出現(xiàn)在輸出端。與二運(yùn)放儀表放大器相似：任何電阻間溫度漂移的失配都會(huì)降低CMRR。

　　3.2.2 三運(yùn)放儀表放大器的交流CMRR

　　如果A1，A2很好的匹配（即相同的閉環(huán)帶寬），CMRR就不會(huì)像二運(yùn)放那樣迅速下降。對(duì)比一下圖2和圖4，三運(yùn)放儀表放大器的CMRR在100Hz之前相對(duì)平坦，而二運(yùn)放儀表放大器的CMRR在大約10Hz時(shí)就開始降低。

　　3.2.3 三運(yùn)放儀表放大器的共模范圍

　　三運(yùn)放儀表放大器的第一級(jí)共模增益為單位值，共模電壓原封不動(dòng)的出現(xiàn)在圖5中A1，A2的輸出端，而差模輸入電壓（Vdiff）降落在增益電阻上，結(jié)果電流流過R5，R6，這意味著當(dāng)輸入差模電壓增加時(shí)，A1的電壓將高于Vcm，A2的電壓將低于Vcm。因此，當(dāng)增益和（或）輸入信號(hào)增加時(shí)，A1，A2的電壓范圍也會(huì)增加，最終被電源電壓的范圍所限制?？梢灾?，共模電壓可以達(dá)到的范圍、差模輸入電壓、增益這三者之間是互相關(guān)聯(lián)的。例如，增加增益會(huì)減小共模范圍和輸入電壓范圍，同樣，增加共模電壓會(huì)限制差模輸入范圍并限制增益可能達(dá)到的最大值。如果輸入級(jí)運(yùn)放的輸出擺動(dòng)已知，那么就能很好地表示輸入范圍，共模范圍和增益之間的關(guān)系，以服務(wù)于特殊的三運(yùn)放儀表放大器。

　　工業(yè)應(yīng)用中運(yùn)用低電源電壓時(shí)，可用的擺動(dòng)范圍也越來越少。至于二運(yùn)放儀表放大器，可以用滿幅度運(yùn)放來解決這個(gè)問題，三運(yùn)放儀表放大器中，因?yàn)檫^度的輸入電壓、共模電壓或增益會(huì)削減輸入級(jí)（A1，A2）的輸出電壓，所以滿幅度輸出級(jí)（A3）在這里根本起不了什么作用。

　　3.2.4 低共模應(yīng)用中優(yōu)化的單電源三運(yùn)放儀表放大器

圖6 AD623采用典型三運(yùn)放儀表放大器的結(jié)構(gòu)。通過給兩個(gè)輸
入端上偏0.6V電壓，即使在極低共模電壓下也可單電源工作。

　　圖6是AD623（低耗單電源滿幅度儀表放大器）的簡(jiǎn)圖，沿用傳統(tǒng)的三運(yùn)放儀表放大器結(jié)構(gòu)，在用作輸入級(jí)運(yùn)放之前，正反相輸入電壓通過一個(gè)PNP管，電壓上偏了0.6V。

　　要理解電平偏移的重要性，先要考慮儀表放大器工作的通常條件。圖7示出了AD623的一個(gè)典型應(yīng)用，儀表放大器放大的信號(hào)來自一個(gè)J型熱電偶，儀表放大器連同A/D轉(zhuǎn)換器共同由+5V單電源供電。此應(yīng)用中。所測(cè)溫度范圍從－200～+200℃，相應(yīng)的熱電偶的電壓范圍為－7.890～10.777mV。

圖7 AD623的輸入級(jí)電平偏置非常適用于單電源低共模應(yīng)
用。溫度范圍為- 200～+200℃，J型熱電偶的電壓范圍從
- 7.890～10.777mV。91.9的增益使儀表放大器的輸出電壓
范圍為1至3V（即2V±1V），輸出端與單電源供電的
AD7776A/D轉(zhuǎn)換器相接。

　　如通常一樣，熱電偶的一端接地，使偏置電流流入儀表放大器。因此，同相、反相輸入電壓中間的共模電壓非常接近地電平。實(shí)際上，從熱電偶而來的電壓開始變負(fù)時(shí)，有效共模電壓也變負(fù)。

　　在傳統(tǒng)的三運(yùn)放儀表放大器中，當(dāng)熱電偶電壓開始大于零時(shí)，輸入級(jí)的電壓擴(kuò)展效果會(huì)導(dǎo)致輸入級(jí)的一個(gè)運(yùn)放的輸出電壓變?yōu)榈亍D6的電平偏置結(jié)構(gòu)通過有效的在共模電壓上加0.6V，避免了這個(gè)問題，從而對(duì)地有更多的擺動(dòng)范圍，并且使A1和A2滿幅度運(yùn)放的輸出電壓處于線性區(qū)域，即使輸入電壓和共模電壓低于地電平。輸入電壓可以負(fù)到150mV，這由編程增益和共模電壓控制。

　　在此例中，儀表放大器的設(shè)置增益為91.9（RG=1.1kΩ），基準(zhǔn)腳的電壓設(shè)為2V，只要熱電偶電壓處在溫度為－200～+200℃間變化，儀表放大器的輸出電壓范圍就為1.274～2.990V（對(duì)地），這個(gè)電壓擺動(dòng)范圍很適合A/D轉(zhuǎn)換器的輸入電壓范圍（2V±1V）。

　　3.2.5 單電源二運(yùn)放儀表放大器在低共模電壓中的應(yīng)用

　　加一個(gè)Vbe電壓降使共模電壓升高的方法可應(yīng)用于二運(yùn)放儀表放大器。圖8是AD627的簡(jiǎn)圖，它是一個(gè)集成二運(yùn)放儀表放大器，運(yùn)用特殊技術(shù)來獲得整個(gè)頻率范圍內(nèi)的高CMRR。必須指出，對(duì)于三運(yùn)放儀表放大器而言，必須注意補(bǔ)償內(nèi)部節(jié)點(diǎn)電壓，避免信號(hào)飽和，這在單電源應(yīng)用中格外嚴(yán)格。一般說來，最大增益由輸出有效信號(hào)的范圍決定（反相通道大于50mV，同相通道為100mV以內(nèi)）。而在輸入共模電壓接近或等于零的單電源應(yīng)用中，編程增益有一定限制。當(dāng)輸入、輸出和基準(zhǔn)引腳（REF）的電壓范圍由技術(shù)說明所規(guī)定時(shí)，這些引腳的電壓范圍是互相影響的。在圖8中，由含有共模分量Vcm的差模電壓Vdiff驅(qū)動(dòng)，運(yùn)放A1輸出端電壓是Vdiff、Vcm、Vref引腳電壓和編程增益的函數(shù)：

　　VA1=1.25（Vcm +0.5V）- 0.25Vref -Vdiff（25kΩ/RG－0.625）

　　也可用-IN和+IN（V－和V+）腳上的實(shí)際電壓來表示：

　　VA1=1.25（V－+0.5V）- 0.25Vref -（V＋ -V－）25kΩ/RG

　　A1的輸出電壓在反相通道為50mV以內(nèi)，同相通道為200mV以內(nèi)擺動(dòng)，上述等式可用以驗(yàn)證A1的電壓是否在此范圍內(nèi)。從以上任何一個(gè)等式可以看到，當(dāng)Vref作為AD627的輸出(A2)正偏置增加時(shí)，A1的輸出電壓會(huì)減小。此外，增加輸入共模電壓會(huì)增加A1的輸出電壓。在共模電壓較低的單電源應(yīng)用中，差模輸入電壓或REF上的電壓太高會(huì)使A1的輸出變?yōu)榈仉娖?。輸入電壓有效上?.5V（如T1和T2的Vbe）可以增加一些擺動(dòng)范圍。

　　表1給出AD627在不同單電源輸入條件下的最大增益值，輸出擺幅是根據(jù)REF腳上的電壓得到的，REF上的電壓已經(jīng)被設(shè)置為2V或1V，以使增益和輸出擺動(dòng)范圍最大。注意在很多情況下，使單電源電壓值大于5V毫無好處（輸入范圍為0V至1V時(shí)除外）。

表1 AD627低共模單電源應(yīng)用的最大增益

4 濾去高頻共模信號(hào)

　　所有的儀表放大器都能校正高頻中超出頻帶的信號(hào)，一旦校正，這些信號(hào)就變成直流失調(diào)誤差出現(xiàn)在輸出端。圖9的電路提供了一個(gè)很好的RFI抑制，在儀表放大器的通頻帶內(nèi)不會(huì)降低性能。電阻R1和電容C1（同樣R2和C2）組成一個(gè)低通RC濾波器，- 3dB帶寬F=1/（2πR1C1），代入元件值，這個(gè)濾波器有大約40kHz的- 3dB帶寬。電阻R1和R2要選擇足夠大，使電路輸入與電容分離，但不能大到增加電路噪聲的程度，為維持放大器通頻帶的共模抑制，電容C1和C2必須是± 5%乃至更好的元件，或經(jīng)測(cè)試能提供很好匹配的低成本元件。

　　維持低頻時(shí)的共模抑制，電容器C3是必需的。R1、R2和C1、C2構(gòu)成橋電路，橋電路的輸出與儀表放大器的輸入相接。C1，C2的任何失配都會(huì)導(dǎo)致橋電路失衡并減小共模抑制。C3確保任何RF信號(hào)為共模信號(hào)（極性幅值相同地出現(xiàn)在儀表放大器的兩個(gè)輸入端），并且不會(huì)差分輸入。第二級(jí)低通網(wǎng)絡(luò)（R1+R2和C3）的- 3dB帶寬為1/[2π（R2+R1）C3]，將C3=0.047m F代入，此電路－3dB信號(hào)帶寬約為400Hz。典型的直流偏移（整個(gè)頻率范圍內(nèi)）小于1.5m V，電路對(duì)RF信號(hào)的抑制大于71dB。通過減小R1、R2至2.2 kΩ，電路的- 3dB信號(hào)帶寬可以增至900Hz。 除了在儀表放大器之前的電路必須驅(qū)動(dòng)一個(gè)抵阻抗負(fù)載外，性能與使用4kΩ時(shí)相似。

圖9 通常模式和共模抑制RF干擾的衰減電路

　　圖9的電路可用一個(gè)PCB板來建立，元件引線必須盡可能短，電阻R1，R2可為1%金屬膜電阻，而電容C1、C2必須為±5%容差元件，以避免降低電路的共模抑制。推薦用5%銀云母片電容或松下公司的±2%PPS膜電容。