全新PLM技術(shù)打造HB LED高功率/耐用方案

　　首先，針對這種應(yīng)用挑選了一個內(nèi)建降壓轉(zhuǎn)換器最經(jīng)濟實惠的拓撲方案，然后針對這個轉(zhuǎn)換器進行調(diào)制，以改善系統(tǒng)的耐用性和功率效能。最后，再將全新的脈沖長度調(diào)制(PLM)控制方法搭配已強化的轉(zhuǎn)換器，希望藉此把原本犧牲的電流穩(wěn)壓準確性再重新提高。而最后一個步驟，則是進行電路的實際測試以驗證它的功效。

　　浮動降壓拓撲 有助簡易閘極驅(qū)動電路設(shè)計

　　圖1所示為用于驅(qū)動高亮度LED的各種不同非隔離式降壓轉(zhuǎn)換器拓撲，其中圖1(a)和(b)為兩種典型的降壓拓撲方法，而圖1(c)和(d)則屬于浮動降壓拓撲。一般來說，由于N-MOSFET(N-FET)的Rds|on比P-MOSFET(P-FET)來得低，因此圖1(a)和(c)中的降壓轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)一般被視為擁有更佳的功率效能。設(shè)計工程人員在采用降壓轉(zhuǎn)換器時，大多傾向采用圖1(a)和(c)中的降壓轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)，而不是圖1(b)和(d)中的電路。圖1(a)在驅(qū)動高階N-FET方面比圖1(c)驅(qū)動低階N-FET的更加復(fù)雜，原因是圖1(a)采用了自Bootstrapping 閘極驅(qū)動技術(shù)，除了圖中所示的閘極驅(qū)動電壓電源Vcc以外，該電路還包括一個整流二極管和一個飛輪電容器。相同的情況也可應(yīng)用到圖1(d)和圖1(b)。對于比較簡易的閘極驅(qū)動電路設(shè)計而言，采用圖1(c)的降壓轉(zhuǎn)換器拓撲會比圖1(a)更好，這也是采用具備低端N-FET的浮動降壓轉(zhuǎn)換器的原因。

圖1　適用于驅(qū)動高亮度LED的降壓轉(zhuǎn)換器，其電源開關(guān)技術(shù)分別采用(a)高階N-FET、(b)高階P-FET、(c)低階 N-FET、(d)低階 P-FET

　　藉由準確性折衷以提高LED效率

　　圖2中的浮動降壓轉(zhuǎn)換器用來驅(qū)動一條多燈串的遠距離高亮度LED陣列，在既有的系統(tǒng)中，無論是基于散熱、不利的作業(yè)環(huán)境、維修的便利或是模塊更換的問題，大部分的控制器都與LED分開，典型的例子包括大型戶外商業(yè)電子廣告牌和建筑物外墻燈飾等。將電流感測電阻器RISNS放置在主要的電源開關(guān)下面，就可以更有利于采用低端電流感測，如此就可將線路的數(shù)量減少接近一半。更重要的是更短的電流感測線路可防止LED的電流穩(wěn)壓受到電磁干擾。

　　在圖2(b)的系統(tǒng)中，由于重新設(shè)計了RISNS的位置，使其功率效能相對于圖2(a)改善不少。此外，基于低階N-FET和圖2(b)中的RISNS只會在周期的上斜坡部分傳導(dǎo)電感電流，而圖2(a)中的RISNS則可覆蓋電感器電流的整個周期，因此圖2(b)RISNS的功率損耗是圖2(a)RISNS的功率損耗乘以開關(guān)工作周期，而這個工作周期的數(shù)值通常低于1。所以圖2(b)中的RISNS功率損耗會降低了一個開關(guān)周期因子，而節(jié)省的功率P可以用下列的方程式表示：

圖2　用于驅(qū)動多條遠距離高亮度LED燈串的降壓轉(zhuǎn)換器，所采用的技術(shù)分別為(a)高端電流感測電阻器(遠距線路數(shù)量為2N)、(b)高端電流感測電阻器(遠距線路數(shù)量為N+1)

　　在方程式中的RISNS是電流感測電阻器，D 是工作周期，Ipeak是電感器電流的峰值，L是電感值，T是開關(guān)周期時間，而Vout則是輸出電壓。圖2(b)采用傳統(tǒng)的控制方法調(diào)節(jié)峰值的電流，盡管采用較大的電感值可使調(diào)節(jié)的峰值電流與系統(tǒng)實際上的平均電流更為接近，但這種做法欠缺完整的思慮，而且也很容易受到線路電壓和組件數(shù)值變化的影響。

　　PLM解決LED燈串平均電流調(diào)節(jié)

　　配合重新配置感測電阻器RISNS的位置，浮動降壓轉(zhuǎn)換器可說是驅(qū)動高亮度LED最簡單的架構(gòu)，并且也是最耐用及功率效能最佳的系統(tǒng)解決方案。但是傳統(tǒng)的控制方法只能針對峰值電流進行調(diào)節(jié)，而不能為LED燈串提供實際的平均電流調(diào)節(jié)。為了解決這個問題，一個全新的控制方法--脈沖長度調(diào)制控制應(yīng)運而生。

　　圖3(a)所示為應(yīng)用在浮動降壓轉(zhuǎn)換器上的PLM架構(gòu)示意圖，而3(b)則表示PLM電路的主要波形。傳統(tǒng)的SMPS控制方法整合一個誤差放大器，它可以把相對于固定參考電壓的調(diào)節(jié)誤差降到最低。至于PLM方面，它把誤差放大器應(yīng)用在感測波形的時間積分VISNS(t)上，其中的調(diào)節(jié)是相對于參考波形的時間積分VRP(t)來進行。圖3(a)中的波形(v)表示PLM正在調(diào)節(jié)感測訊號的梯形脈沖鏈，當中的調(diào)節(jié)是相對于一個具備參考電平的方形波脈沖鏈來進行。由于兩者擁有相同的工作周期，梯形波斜率的中間點便與參考電平相同?；谏鲜鲋虚g點的線性特質(zhì)，平均電感器電流或是平均LED電流便會被調(diào)節(jié)到與參考電流相等。圖4所示為在圖3(a)封閉回路作業(yè)中的調(diào)節(jié)過程。

圖3　(a)為PLM浮動降壓轉(zhuǎn)換器的架構(gòu)示意圖；(b)為PLM主要波形

圖4　封閉回路作業(yè)下VISNS和VRP波形

　　以實驗結(jié)果來看，可用組件組成浮動降壓轉(zhuǎn)換器，并且利用圖5的測試電路板展現(xiàn)降壓轉(zhuǎn)換器的效能。圖6和圖7分別指出中間斜率電壓(標記成V1及V2)不會因為電感值的變化而改變，主要的原因在于PLM的監(jiān)視特性，這個特性使PLM不受電感值和輸入電壓影響?；谶@個原因，從圖8可以清楚看到浮動降壓轉(zhuǎn)換器能提供非常準確的輸出電流調(diào)節(jié)，其誤差僅為±0.5%。圖9為相對于輸入電壓的效率比較，可以清楚發(fā)現(xiàn)若與傳統(tǒng)的平均電流感測控制方法相比較，PLM浮動降壓轉(zhuǎn)換器的效率明顯提升許多。

圖5　(a)為建議的驅(qū)動器驗證板電路圖(b)為印刷電路板的實物照片

圖6　在L1=22μH下量測出來的波形(流經(jīng)RISNS的平均電壓 = 200mV)

圖7　在L1=33μH下量測出來的波形(流經(jīng)RISNS的平均電壓=200mV)

圖8　當驅(qū)動兩個高亮度LED時的效率與輸入電壓之間的關(guān)系

圖9　當使用PLM控制時的輸出