基于FPGA的電力線載波調制系統(tǒng)的研究

電力線載波(PLC)通信作為電力系統(tǒng)特有的通信方式，廣泛用于電力系統(tǒng)的調度通信、生產指揮、行政業(yè)務通信以及其他各種信息的傳輸。隨著數字通信技術的發(fā)展，采用電力線上網、進行多媒體通信也具有寬闊的前景，電力線載波通信已經成為當今研究熱點之一。

線路調制單元是電力線載波機中關鍵部件之一。為了提高頻帶的利用率，線路調制一般采用單邊帶調制方式。使用數字化處理方法來實現(xiàn)線路的單邊帶調制，能夠克服模擬電路的諸多缺陷。線路調制需要完成正交變換、濾波和頻譜搬移等處理，運算量與采樣率直接相關。高采樣率導致了高的運算量，低成本DSP芯片無法滿足運算需求。FPGA可用于實現(xiàn)DSP運算處理單元，達到實時完成數字信號處理功能的目的，它為線路調制單元的數字化實現(xiàn)提供了一條性價比較高的途徑。本文將介紹線路調制的FPGA實現(xiàn)，包括：線路調制單元數字化實現(xiàn)的總體設計，CIC和FIR濾波器的FPGA實現(xiàn)以及載波發(fā)生器單元的設計。

線路調制解調實現(xiàn)方案
電力線載波通信標準要求的信號頻率為40～500kHz，頻帶寬度為4kHz。根據奈奎斯特定理，采樣頻率不能小于1MHz。采用數字化處理方式實現(xiàn)調制就是將信號的頻譜搬移過程轉化為數字域的數值計算過程。單邊帶信號可以表示為x(n)cos(wn)±x^(n)sin(wn)，式中x(n)為基帶信號，x^(n)為基帶信號的正交信號，w為載波頻率。由該式可知，完成單邊帶調制需要信號的正交變換、載波信號的產生、信號與載波的乘加等數值運算。希爾伯特變換是一種便于采用FPGA實現(xiàn)的正交變換方法，它可由系數具有奇對稱特性的FIR濾波器實現(xiàn)。

基帶信號的頻率較低，相應應以較低的采樣率采樣，而調制信號的頻率較高，應以較高的采樣率采樣。因此在調制過程中必須進行采樣率的提升，內插技術可以實現(xiàn)采樣率的變換。調制單元調制部分的數字化實現(xiàn)的邏輯結構如圖1所示。

由圖1可見，調制單元由正交變換、內插和調制三部分組成。完成正交變換的Hilbert濾波器為系數奇對稱的FIR濾波器，延遲保持了正交信號與原始信號的時間同步。載波發(fā)生器，乘法器和加法器完成單邊帶調制。載波發(fā)生器由查表法實現(xiàn)，地址為13位，字長為16位，可以產生所需要的各種載波頻率。內插完成采樣率的提升，再用低通濾波器濾除無用頻率分量。在設計中，通過內插將信號采樣率由8kS/s提升至8.192MS/s，內插率I=1024。分兩級完成：第一級內插率I=8，該級內插采用128階系數偶對稱FIR濾波器濾波。第二級內插率I=128，該級內插采用3級級聯(lián)的CIC(積分梳狀)濾波器。

由上述方案可見，合理設計FIR、CIC濾波器和載波發(fā)生器電路是線路調制單元數字化實現(xiàn)的關鍵，線路調制單元和其他的組件進行數據交換，控制和接口電路在此不作一一贅述。

濾波器的FPGA設計
線路調制解調需要用到FIR和CIC兩種濾波器，這兩種濾波器的共同特點是，具有線性相位，非常適合應用需求。但這兩種濾波器對FPGA資源耗費較大，因此必須采用合理的結構減少FPGA資源的開銷。

1 CIC濾波器的設計
設計CIC濾波器時，首先要考慮濾波器的增益，防止溢出。內插均選用三級級聯(lián)的CIC濾波器，傳遞函數為H（z）=((1-z-128)/(1-z-1))3。由傳遞函數可以求出濾波器的增益為1283，增加的字長為log2(128)3＝21位，輸入信號寬度為13位，實現(xiàn)時必須預留21+13＝34位防止溢出。將內插器與濾波器結合起來并對其實現(xiàn)如圖2所示。

圖2 cic內插

程序設計采用VHDL語言，用Quartus II 3.0綜合后CIC濾波器耗費資源350個LE（Logic Element）。根據Hogenaur的剪除理論在每一級輸出時都可以剪除掉最后的若干位。通過信噪比的計算，可確定剪除位數，設計中積分部分每級可以剪除6位，分別取22、28和34位，梳狀部分每級剪除1位，分別取14、15和16位，濾波器的輸出為13位。采用剪除理論后，消耗的資源為240個LE，資源消耗減少了32％。

2 FIR濾波器的設計
FIR濾波器階數高，如果按其級聯(lián)結構實現(xiàn)時資源的利用率非常低，須加以改進。一種方法是提高時鐘速度，重復利用乘法器和加法器。這種方法程序設計比較復雜，時鐘提升也導致功耗增加，額外資源的消耗較多。另一種方法是利用FIR濾波器的分布式結構進行設計，這是一種高效的方法。信號x(n)通過N抽頭，n位的FIR濾波器可以用下式表示，其中h(n)是濾波器系數，y為輸出信號。

輸入信號x(n)采用補碼的形式，可表示為

重新對上式求和如下：

簡寫形式如下：

由上式可看出，把輸入信號每位的值xb作為地址，將濾波器系數h(n)的值和xb的每一位xb(n)乘積疊加，并將結果存入ROM中，就可以通過查表并移位相加而得到最終內積的結果。整個濾波器的實現(xiàn)無須乘法器，節(jié)省了FPGA片內資源。實驗證明按照級聯(lián)結構進行設計時，128階FIR濾波器需要占用3000個LE以上，提高時鐘重復利用乘法器后為1500LE，而采用分布式的結構資源消耗僅為900多個LE。希爾伯特濾波器由于階數較低，消耗的資源更少。假定數據h(n)為B位，F(xiàn)IR的階數為N,則需要的地址空間為2N，當N較大時實現(xiàn)會有困難。通過將128階的濾波器分割為8塊16階的方法，有效減少了存儲容量。該結構既節(jié)省資源又靈活。利用線性相位FIR濾波器的對稱性，還可以節(jié)省一半存儲量。

3載波發(fā)生器的實現(xiàn)
電力線路中影響衰減特性的因素很多，這就要求電力線載波機線路調制單元的載波頻率可變。NCO可以產生不同頻率的正弦信號抽樣值。如圖3所示，預先存儲一張正弦信號ROM表，表中放有8192個抽樣點的值。假設所需的載波頻率為300kHz，NCO從ROM表中每隔300個點取出一個值，即可得到頻率為300kHz正弦信號的抽樣值。在實現(xiàn)中正弦信號ROM表的是通過對頻率為1Hz的正弦信號在一個周期內進行8192次等間隔采樣得到的。由于頻率分辨率為1kHz,所以根據需要載波頻率的不同，NCO改變抽取點間的間隔，就能在一定范圍內得到任何1kHz整數倍頻率的正弦信號抽樣值。

圖3 NCO內部原理圖

圖4 NCO設計流程

正弦信號具有重復性，因此設計時只需存放四分之一個周期的值，即2048個抽樣值。這樣節(jié)約了大量的ROM空間和存儲單元。NCO的流程如圖4所示。

正弦信號和余弦信號僅僅是相位上偏差了90°，因此每次從ram中取正弦信號抽樣值的時候，將地址指針延遲四分之一周期就能取出與之嚴格同步的余弦信號值。設計時NCO采用了雙時鐘結構，CLK為低頻時鐘，CLK1為高頻時鐘。在低頻時鐘內使用一個地址指針控制提取兩路載波的地址，在高頻時鐘內根據地址依次提取正弦和余弦抽樣值。低頻時鐘控制地址指針的變換，在時鐘上升延到來時變更指針。CLK經過一個周期的時間內，CLK1經過6個周期：前三個周期空等待，等待地址指針m的刷新；而后的三個周期依次根據地址取出正弦余弦的抽樣值，并作同步輸出。

性能測試與分析
采用本文中方案所設計的語音信號調制單元，通過一次變頻的方式完成單邊帶調制，除了在體積和可靠性具有無可比擬的優(yōu)勢外，其他性能指標也有了很大的改進。通過實測，其主要性能指標如表1所示。

結論
滿足設計的芯片有多種，例如，Atlera公司的Cyclone芯片EP1C12Q240C8、EP2C5Q208C8、EP1C12Q240C8等。從成本和實用角度考慮，在調制系統(tǒng)地設計中采用芯片EP1C6Q240C8，實現(xiàn)了完整的單邊帶線路調制單元，經過測試性能良好。僅用一片F(xiàn)PGA芯片，通過數字化的方式來實現(xiàn)線路調制，和以往的模擬實現(xiàn)方法相比，是一種技術的革新和進步。采用數字化的實現(xiàn)方法后，整機的體積減小、成本低，可靠性有了很大的提高。用FPGA實現(xiàn)線路調制是一種有效的方法，為電力線載波機增加了相當的市場競爭力。