分析開關(guān)模式電源的諧振坐標方法 輕松設計RCD緩沖器

設計開關(guān)模式電源時，最麻煩的部件是RCD緩沖器。設計RCD緩沖器的傳統(tǒng)方法沒有主開關(guān)的關(guān)斷瞬態(tài)期間的詳細說明。因此，傳統(tǒng)方式設計中的設計等式也不完全正確。本文將介紹設計和分析反激式轉(zhuǎn)換器的RCD緩沖器的新方法。諧振坐標提供了一個了解主開關(guān)關(guān)斷瞬態(tài)期間的簡單方式，并有助于輕松設計和分析RCD緩沖器。

1. 引言

從商業(yè)上講，反激式轉(zhuǎn)換器因結(jié)構(gòu)簡單、尺寸緊湊、重量輕和成本低而得到廣泛使用。但是它的主開關(guān)執(zhí)行硬開關(guān)操作，導致主開關(guān)上有較高的電壓尖峰和振蕩。主開關(guān)的電壓應力視電壓尖峰大小而增加。為減少電壓尖峰以便使用更低成本的低額定電壓的MOSFET，最廣泛的方法是RCD緩沖器網(wǎng)絡。即使緩沖器電壓隨緩沖器電阻降低而降低，但緩沖器網(wǎng)絡上的功耗增加，導致總系統(tǒng)效率降低。因此，RCD緩沖器網(wǎng)絡應優(yōu)化以同時符合主開關(guān)電壓應力和總系統(tǒng)效率兩個要求。

本文將先介紹由主變壓器的漏電感而產(chǎn)生的電壓尖峰的傳統(tǒng)分析。將介紹描述關(guān)斷瞬態(tài)期間的簡單方式用于進一步分析。緩沖器電流將在緩沖器坐標中分析，以便提供更詳細的設計等式。

2. RCD緩沖器設計和分析

2.1 RCD緩沖器設計的一般方法

圖1顯示具有RCD緩沖器的傳統(tǒng)反激式轉(zhuǎn)換器。

圖1：傳統(tǒng)反激式轉(zhuǎn)換器

RCD緩沖器電路用于箝位由漏電感Llk和主開關(guān)漏極至源極的電容CDS之間的諧振導致的電壓尖峰。有多種假定來描述工作原理以設計RCD緩沖器，如下所示：

(1) Vsn>nVout和Vsn由于較大的Csn而幾乎恒定：

(2) CDS=COSS+CTRANS，無論vDS(t)如何都恒定：

(3)當主開關(guān)Q1關(guān)閉時，無次級端漏電感，因此iDS(t)可瞬時傳輸至次級端二極管電流iD1(t)，其中Csn是緩沖器電容，CDS是主開關(guān)漏極和源極之間的有效電容，COSS是MOSFET的輸出電容，CTRANS是變壓器一次電路端子之間的有效電容，vDS(t)是主開關(guān)間的電壓，iDS(t)是流過主開關(guān)的電流，而Q1是主開關(guān)。圖2顯示緩沖器二極管傳導時的等效電路。

圖2：緩沖器二極管接通期間的等效電路

當開關(guān)Q1關(guān)閉時，主電流對Q1的COSS充電(同時對變壓器的CTRANS放電)。當COSS被充電至Vin+nVout時，次級端二極管接通，能量傳輸至次級端，并且對COSS持續(xù)充電，因為漏電感Llk仍有一些剩余能量。當Q1的vDS(t)增加至Vin+Vsn，緩沖器二極管Dsn接通，vDS(t)箝位在Vin+Vsn。當Dsn傳導時，Llk上的電壓為Vsn-nVout，這樣Dsn(ts)的導通時間可獲取如下：

(1)

其中Ipeak是關(guān)閉開關(guān)Q1之前的峰值漏極電流。有兩種方式計算緩沖器網(wǎng)絡中的功耗(Psn);通過Dsn提供的電源和Rsn中的功耗，如下所示：

(2)

其中fsw是反激式轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率。因此，緩沖器電阻Rsn可由下列等式獲得：