一種推挽逆變車載開關(guān)電源電路設計方案

隨著現(xiàn)代汽車用電設備種類的增多，功率等級的增加，所需要電源的型式越來越多，包括交流電源和直流電源.這些電源均需要采用開關(guān)變換器將蓄電池提供的+12VDC或+24VDC的直流電壓經(jīng)過DC-DC變換器提升為+220VDC或+240VDC,后級再經(jīng)過DC-AC變換器轉(zhuǎn)換為工頻交流電源或變頻調(diào)壓電源。對于前級DC-DC變換器，又包括高頻DC-AC逆變部分、高頻變壓器和AC-DC整流部分，不同的組合適應不同的輸出功率等級，變換性能也有所不同。

推挽逆變電路以其結(jié)構(gòu)簡單、變壓器磁芯利用率高等優(yōu)點得到了廣泛應用，尤其是在低壓大電流輸入的中小功率場合;同時全橋整流電路也具有電壓利用率高、支持輸出功率較高等特點。鑒于此，本文提出了一種推挽逆變車載開關(guān)電源電路設計方案。該方案在推挽逆變-高頻變壓器-全橋整流設計的基礎上，進一步設計了24VDC輸入-220VDC 輸出、額定輸出功率600W的DC-DC變換器，并采用AP法設計相應的推挽變壓器。

1 推挽逆變的工作原理

圖1給出了推挽逆變-高頻變壓-全橋整流DC-DC變換器的基本電路拓撲。通過控制兩個開關(guān)管S1和S2以相同的開關(guān)頻率交替導通，且每個開關(guān)管的占空比 d均小于50%,留出一定死區(qū)時間以避免S1和S2同時導通。由前級推挽逆變將輸入直流低電壓逆變?yōu)榻涣鞲哳l低電壓，送至高頻變壓器原邊，并通過變壓器耦合，在副邊得到交流高頻高電壓，再經(jīng)過由反向快速恢復二極管FRD構(gòu)成的全橋整流、濾波后得到所期望的直流高電壓。由于開關(guān)管可承受的反壓最小為兩倍的輸入電壓，即2UI,而電流則是額定電流，所以， 推挽電路一般用在輸入電壓較低的中小功率場合。

圖1:方案設計總體拓撲電路圖

當S1開通時，其漏源電壓 uDS1只是一個開關(guān)管的導通壓降，在理想情況下可假定 uDS1=0,而此時由于在繞組中會產(chǎn)生一個感應電壓，并且根據(jù)變壓器初級繞組的同名端關(guān)系，該感應電壓也會疊加到關(guān)斷的S2上，從而使S2在關(guān)斷時承受的電壓是輸入電壓與感應電壓之和約為2UI.在實際中，變壓器的漏感會產(chǎn)生很大的尖峰電壓加在S2 兩端，從而引起大的關(guān)斷損耗，變換器的效率因受變壓器漏感的限制，不是很高。在S1和S2 的漏極之間接上RC緩沖電路，也稱為吸收電路，用來抑制尖峰電壓的產(chǎn)生。并且為了給能量回饋提供反饋回路，在S1和S2 兩端都反并聯(lián)上續(xù)流二極管FWD.

2 開關(guān)變壓器的設計

采用面積乘積(AP)法進行設計。對于推挽逆變工作開關(guān)電源,原邊供電電壓UI=24V,副邊為全橋整流電路，期望輸出電壓UO=220V,輸出電流IO=3A,開關(guān)頻率fs=25kHz,初定變壓器效率η=0.9,工作磁通密度Bw=0.3T.

(1)計算總視在功率PT.設反向快速恢復二極管FRD的壓降：VDF=0.6*2=1.2V

3 推挽逆變的問題分析

3.1 能量回饋

主電路導通期間，原邊電流隨時間而增加，導通時間由驅(qū)動電路決定。

圖2:推挽逆變能量回饋等效電路

圖2(a)為S1導通、S2關(guān)斷時的等效電路，圖中箭頭為電流流向，從電源UI正極流出，經(jīng)過S1流入電源UI負極，即地，此時FWD1不導通;當S1關(guān)斷時，S2未導通之前，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因，S1的端電壓將升高，并通過變壓器耦合使得S2的端電壓下降，此時與S2并聯(lián)的能量恢復二極管 FWD2還未導通，電路中并沒有電流流過，直到在變壓器原邊繞組上產(chǎn)生上正下負的感生電壓。如圖2(b);FWD2導通，把反激能量反饋到電源中去，如圖 2(c)，箭頭指向為能量回饋的方向。圖3所示為AP法設計開關(guān)變壓器電路理想工作波形。

圖3:開關(guān)變壓器電路理想工作波形圖

3.2各點波形分析

當某一PWN信號的下降沿來臨時，其控制的開關(guān)元件關(guān)斷，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因，漏極產(chǎn)生沖擊電壓，大于2UI,因為加入了RC緩沖電路，使其最終穩(wěn)定在2UI附近。

當S1的PWN 信號下降沿來臨，S1關(guān)斷，漏極產(chǎn)生較高的沖擊電壓，并使得與S2并聯(lián)的反饋能量二極管FWD2導通，形成能量回饋回路，此時S2漏極產(chǎn)生較高的沖擊電流，見圖4.