單級式串聯(lián)型輸出雙Buck全橋并網逆變器的設計
全橋逆變器具有拓撲簡單、成本較低的特點,因此得到廣泛應用,但其逆變效率低,輸出波形質量差。分析了戶用型單級式雙Buck全橋光伏并網逆變器的工作原理,實驗中以變步長功率擾動觀察法實現(xiàn)光伏系統(tǒng)的最大功率輸入,并在逆變環(huán)節(jié)采用雙Buck全橋拓撲結構以提高逆變效率,改善并網質量。整個系統(tǒng)采用帶前饋補償?shù)碾娏鲀拳h(huán)、電壓中環(huán)及最大功率點跟蹤(MPPT)功率外環(huán)的三環(huán)控制策略,并在Matl ab仿真平臺上驗證了系統(tǒng)控制策略的正確性。制作了一臺1.3 kW光伏并網逆變器樣機,并網電流總諧波畸變率接近3%。
本文引用地址:http://butianyuan.cn/article/227717.htm引言
并網逆變器作為電網和光伏陣列的主要接口設備,其性能決定著整個光伏發(fā)電系統(tǒng)的性能。光伏并網發(fā)電系統(tǒng)中的主要問題是如何提高系統(tǒng)工作效率及改善并網波形質量。常見的單相光伏并網逆變器按照其功率拓撲級數(shù)可分為單級式、兩級式和多級式。由于單級式逆變器只有一個能量變換環(huán)節(jié),故其工作效率最高。常見的單級式橋式逆變器同一橋臂的上下開關管可能存在直通情況,降低了系統(tǒng)的可靠性,為防止直通情況的出現(xiàn),需在驅動信號間加入死區(qū),這就造成輸出電流波形畸變;另一方面橋式逆變器中無獨立的續(xù)流二極管,MOSFET和IGBT體二極管反向恢復時間長,造成開關管的開關損耗較大,且開關管的驅動頻率不能過高。而雙Buck逆變器可以解決上述問題,且所有功率管和電感在半個輸出周期高頻工作。
由于雙Buck半橋逆變器存在直流側電壓利用率低的問題,這里以串聯(lián)型輸出的雙Buck全橋逆變器模型為研究對象,提出了帶前饋補償?shù)碾娏鲀拳h(huán)、電壓中環(huán)及MPPT功率外環(huán)的三環(huán)控制結構,基于Matlab仿真平臺驗證了系統(tǒng)控制策略,并對并網逆變器的MPPT及逆變橋驅動方法進行了研究,最終設計了一臺實驗裝置。
串聯(lián)型輸出雙Buck全橋逆變器
單相單級式串聯(lián)型輸出的雙Buck全橋光伏并網逆變器主電路拓撲如圖1所示。其中,V1,L1,VD1構成一個Buck電路;V2,L2,VD2構成一個Buck電路。兩個雙Buck半橋逆變器輸入并聯(lián),接PV輸入端,輸出串聯(lián)接電網,組成了雙Buck全橋逆變器,克服了雙Buck半橋逆變器直流側電壓利用率低的問題,實現(xiàn)了兩個雙Buck半橋逆變器均壓、均功率輸出。由于雙Buck逆變器需要的電感個數(shù)較多,設計中采用磁集成技術來減小電感的體積和重量,降低電感的功率損耗。
圖1 主電路拓撲
逆變全橋通常采用單極性SPWM、雙極性SPWM兩種驅動方式。為提高逆變效率,改善并網波形質量,采用單極性SPWM驅動方式驅動開關管。其工作模態(tài)如下:
(1)并網電流iL1與電網電壓同向階段。
模態(tài)1 功率開關管V1,V4導通,在輸入電壓和輸出電壓作用下,iL1與電網電壓同向線性增加。
模態(tài)2 V1導通,V4斷開,VD4導通,形成續(xù)流回路,在輸入、輸出電壓作用下,iL1與電網電壓同向線性減小。
(2)并網電流iL2與電網電壓同向階段。
模態(tài)3 功率開關管V3,V2導通,在輸入、輸出電壓作用下,iL2與電網電壓同向線性增加。
模態(tài)4 V3導通,V2斷開,VD2導通,形成續(xù)流回路,在輸入、輸出電壓作用下,iL2與電網電壓同向線性減小。
光伏陣列MPPT
光伏系統(tǒng)MPPT的實現(xiàn)結合了恒壓跟蹤法和擾動觀察法。在系統(tǒng)啟動時,檢測光伏陣列開路電壓,用恒壓跟蹤法計算出理論最大功率點電壓,此處電壓作為擾動觀察法跟蹤的起始點。為快速準確地跟蹤到最大功率點,采用變步長擾動跟蹤,其程序流程如圖2所示。dp=p(k)-p(k-1),dt=t(k)-t(k- 1)=T,α為正系數(shù),Ts為PV端電壓、電流采樣周期。系統(tǒng)根據(jù)光伏陣列輸出曲線特性,觀測其輸出功率變化率,調整跟蹤步長,得到光伏陣列輸出最大功率處參考電壓。
圖2 MPPT 程序流程圖
逆變器并網控制
逆變器輸出可控制為電流源或電壓源。若將并網逆變器控制為電壓源,在并網過程中易產生環(huán)流,如圖1所示。該逆變器是具有輸出電流特性的電壓并網逆變器。圖3示出并網逆變器的控制策略框圖。
圖3 并網逆變器控制策略
控制系統(tǒng)采用了三環(huán)控制結構。MPPT功率外環(huán)的輸出作為電壓中環(huán)直流側電壓的給定。電壓中環(huán)的輸出與電網同步正弦信號的乘積作為電流內環(huán)的給定。根據(jù)圖1可知:
uo-ug=SLiL,uo=SUpv (1)
式中:uo為橋側輸出的脈動電壓、ug為電網電壓、s為拉普拉斯算子、L為回路電感值、L為進網電流、S為逆變器開關函數(shù)、Upv為光伏電池輸入電壓。
由式(1)可得:
iL=(SUpv-ug)/(sL) (2)
由式(2)可見,ug為并網電流的擾動量,會影響系統(tǒng)動態(tài)跟蹤性能。故在電流內環(huán)中加入電網電壓前饋控制以增強系統(tǒng)的抗干擾性。其前饋補償系數(shù)為:
Kf=1/Upv (3)
在單位功率因數(shù)條件下,逆變器效率為η,根據(jù)并網逆變器交、直流側功率平衡原則,有:
UpvIdcη=ugiL (4)
由式(4)可知,在穩(wěn)定情況下,并網逆變器交流電流到直流電流的變比關系為:
KL=Idc/iL=ug/(ηUpv) (5)
由圖1可知,在穩(wěn)態(tài)情況下,母線電容Cpv兩端的電壓為:
Upv=(Ipv-Idc)/(sCpv) (6)
圖3中,G1(s),G2(s)分別為直流側電壓外環(huán)和電流內環(huán)調節(jié)器傳遞函數(shù),通常采用PI調節(jié)器:
若忽略開關管非線性特性的影響,PWM環(huán)節(jié)可等效為一個比例慣性環(huán)節(jié):
GPWM(s)=(Upv/Utri)[1/(1+sTc)] (8)
式中:Tc為高頻載波周期。仿真和實驗
實驗中采用TopCon系列可編程直流電源模擬太陽能光伏電池。為驗證所提出系統(tǒng)的可行性,在Matlab/Simulink仿真平臺上完成雙Buck全橋并網逆變器控制模型的仿真。參數(shù)設置如下:采用可編程直流電壓源,MPP電壓設置為400 V,MPP電流設置為3.4 A,MPP功率為1.36 kW。電路中,電感L1~L4均為0.6mH。選用IKW15N120T2型開關管,其驅動電壓18 V,高頻載波頻率為18 kHz。Matlab仿真模型的參數(shù)與實驗樣機保持一致。
并網電流的參考方向如圖1所示。其中iLb表示輸出正半周期的并網電流,iLd表示輸出負半周期的并網電流。圖4a,b分別為樣機實驗結果和仿真結果的波形圖??梢姡孀兤鞑⒕W電流正負半軸波形與電網電壓波形同頻同相。功率因數(shù)接近1。
圖4 實驗結果和仿真結果
采用Matlab的FFT工具箱進行并網電流FFT分析,結果如圖5所示。仿真所得并網電流諧波分量為3.13%,并網電流質量較高。
圖5 并網電流FFT分析
結論
針對普通全橋逆變器的缺點,設計了單級式串聯(lián)型輸出的雙Buck全橋并網逆變器,并分析了其工作原理。通過改進型MPPT算法來提高MPPT的跟蹤效果。實驗和仿真結果表明設計的正確性,穩(wěn)態(tài)狀況下逆變器能輸出較好的并網波形。
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