基于零中頻接收機的技術(shù)挑戰(zhàn)及解決方案

零中頻接收機到目前為止，還只用于手持設(shè)備上，在基站上還沒有應(yīng)用，原因是在零中頻架構(gòu)上，有很多無可避免的噪聲源沒有辦法得到抑制，本文將重點討論閃爍噪聲(1/f)，直流偏置(DCoffset);I/Q 不平衡;偶次諧波。

2.2. 1 閃爍噪聲(1/f)

閃爍噪聲是有源器件固有的噪聲，其大小隨頻率降低而增加，主要集中在低頻段，閃爍噪聲對搬移到零中頻的基帶信號產(chǎn)生干擾，降低信噪比，在通常的零中頻接收機中，增益都放在基帶，射頻部分(LNA和解調(diào)器)的增益大概在30dB左右，所以下變頻信號大概會在幾十微伏，所以射頻輸入級(LNA,濾波器等等)的噪聲就變得非常重要。

為了更好理解閃爍噪聲，我們可以來分析一個獨立的MOS管，在輸入閃爍噪聲和純熱噪聲情況下的噪聲惡化情況，對一個典型的亞微粒MOS管，計算帶寬為1MHz情況下的閃爍噪聲：(3)

計算從10Hz到200KHz的帶寬內(nèi)的閃爍噪聲如下

如果只考慮熱噪聲

如果考慮閃爍噪聲的情況下，噪聲增加了Pn1/Pn2=16.9dB, 而在超外差結(jié)構(gòu)中，閃爍噪聲將無關(guān)緊要，因為信號主要在中頻進行放大。

減少閃爍噪聲的方法(3)：下變頻器后的鏈路工作在低頻，這樣可以選擇雙極性晶體管，從而能夠降低閃爍噪聲;另外采用高通濾波器和類直流校準也能夠抑制低頻的噪聲。

2.2. 2 直流偏置(DC-offset)

由于零中頻接收機轉(zhuǎn)換帶寬信號到零中頻，大量的偏置電壓會惡化信號，更嚴重的是，直流偏置信號會使混頻后級飽和，如飽和中頻放大器，ADC等。

為了理解直流偏置的起源和影響，我們可以參照圖四的接收通道進行說明。

如圖四(a)所示， 本振口，混頻器口，LNA之間的隔離度不好，Lo(本振信號)可以直接通過LNA和混頻器，我們叫做“本振泄露”, 這種現(xiàn)象是由于芯片內(nèi)部的電容及基底耦合的，耦合的Lo信號經(jīng)過LNA到達混頻器，和輸入的Lo信號混頻，叫做“自混頻”,這樣會在 C 點產(chǎn)生直流成分;近似的情況如(b)，從 LNA出來的信號耦合到混頻器的本振輸入口，從而產(chǎn)生了直流分量;

為了保證ADC能夠采樣出射頻端口微伏級的電壓，通常需要整個鏈路增益在100dB以上，其中25-30dB的增益來自LNA和混頻器的貢獻。

基于如上分析，對于自混頻產(chǎn)生的直流偏置，我們可以做一個大概的估算，假設(shè)混頻器的Lo輸入信號為0.63Vpp(等同于在50ohm系統(tǒng)中的0dBm)，通常情況下是-6dBm--+6dBm,假設(shè)隔離度為60dB,所以圖五(a)，考慮到30dB的射頻增益，混頻器的輸出直流信號大概為10mVpp,在現(xiàn)代通信系統(tǒng)中，在LNA輸入的有用信號可以低至30uVrms, 為了能夠采樣有用信號，需要中頻放大70dB左右，10mV的直流電壓也會放大70dB,會導致混頻器后的基帶放大器器件飽和，產(chǎn)生失真，即使基帶放大器是理想的放大器，也需要一個超高動態(tài)范圍的ADC才能解決直流偏置問題，而這種動態(tài)范圍的ADC在實際上是不可實現(xiàn)的。

怎樣解決零中頻接收機的直流偏置問題呢?最簡單的方案是采用交流耦合的方式，比如加一個高通濾波器，然而隨機二進制數(shù)據(jù)的頻譜在DC會呈現(xiàn)出一個峰值，很多仿真證明，為了不惡化信號，高通濾波器的頻率截止點必須低于數(shù)據(jù)速率的0.1%, 如果是GSM信號，其數(shù)據(jù)速率為200K,這要要求濾波器的截止頻率為200Hz左右，這樣小的值會導致，1:如果直流偏置變化，其響應(yīng)會非常慢，2:需要非常大的電容和電阻， 解決的辦法是采用在直流附近最小化信號能量的調(diào)制方式，比如UMTS制式的BPSK調(diào)制方式。

另外一種常用的方法是通過算法校準的方式消除直流偏置，如圖五所示的架構(gòu)是TI(德州儀器)的盲校算法，通過計算122.88MHz時鐘周期的直流偏置量，每1.067ms輸入信號實時抵消直流偏置。

直流累加