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基于零中頻接收機(jī)的技術(shù)挑戰(zhàn)及解決方案

作者: 時(shí)間:2013-11-05 來(lái)源:網(wǎng)絡(luò) 收藏
68, 68, 68); line-height: 22px; text-indent: 2em; font-family: 宋體, Georgia, verdana, serif; ">2.2 的挑戰(zhàn)及解決方案

本文引用地址:http://www.butianyuan.cn/article/228009.htm

到目前為止,還只用于手持設(shè)備上,在基站上還沒(méi)有應(yīng)用,原因是在架構(gòu)上,有很多無(wú)可避免的噪聲源沒(méi)有辦法得到抑制,本文將重點(diǎn)討論閃爍噪聲(1/f),直流偏置(DCoffset);I/Q 不平衡;偶次諧波。

2.2. 1 閃爍噪聲(1/f)

閃爍噪聲是有源器件固有的噪聲,其大小隨頻率降低而增加,主要集中在低頻段,閃爍噪聲對(duì)搬移到零中頻的基帶信號(hào)產(chǎn)生干擾,降低信噪比,在通常的零中頻中,增益都放在基帶,射頻部分(LNA和解調(diào)器)的增益大概在30dB左右,所以下變頻信號(hào)大概會(huì)在幾十微伏,所以射頻輸入級(jí)(LNA,濾波器等等)的噪聲就變得非常重要。

為了更好理解閃爍噪聲,我們可以來(lái)分析一個(gè)獨(dú)立的MOS管,在輸入閃爍噪聲和純熱噪聲情況下的噪聲惡化情況,對(duì)一個(gè)典型的亞微粒MOS管,計(jì)算帶寬為1MHz情況下的閃爍噪聲:(3)

基于零中頻接收機(jī)的技術(shù)挑戰(zhàn)及解決方案

計(jì)算從10Hz到200KHz的帶寬內(nèi)的閃爍噪聲如下

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如果只考慮熱噪聲

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如果考慮閃爍噪聲的情況下,噪聲增加了Pn1/Pn2=16.9dB, 而在超外差結(jié)構(gòu)中,閃爍噪聲將無(wú)關(guān)緊要,因?yàn)樾盘?hào)主要在中頻進(jìn)行放大。

減少閃爍噪聲的方法(3):下變頻器后的鏈路工作在低頻,這樣可以選擇雙極性晶體管,從而能夠降低閃爍噪聲;另外采用高通濾波器和類直流校準(zhǔn)也能夠抑制低頻的噪聲。

2.2. 2 直流偏置(DC-offset)

由于零中頻接收機(jī)轉(zhuǎn)換帶寬信號(hào)到零中頻,大量的偏置電壓會(huì)惡化信號(hào),更嚴(yán)重的是,直流偏置信號(hào)會(huì)使混頻后級(jí)飽和,如飽和中頻放大器,ADC等。

基于零中頻接收機(jī)的技術(shù)挑戰(zhàn)及解決方案

為了理解直流偏置的起源和影響,我們可以參照?qǐng)D四的接收通道進(jìn)行說(shuō)明。

如圖四(a)所示, 本振口,混頻器口,LNA之間的隔離度不好,Lo(本振信號(hào))可以直接通過(guò)LNA和混頻器,我們叫做“本振泄露”, 這種現(xiàn)象是由于芯片內(nèi)部的電容及基底耦合的,耦合的Lo信號(hào)經(jīng)過(guò)LNA到達(dá)混頻器,和輸入的Lo信號(hào)混頻,叫做“自混頻”,這樣會(huì)在 C 點(diǎn)產(chǎn)生直流成分;近似的情況如(b),從 LNA出來(lái)的信號(hào)耦合到混頻器的本振輸入口,從而產(chǎn)生了直流分量;

為了保證ADC能夠采樣出射頻端口微伏級(jí)的電壓,通常需要整個(gè)鏈路增益在100dB以上,其中25-30dB的增益來(lái)自LNA和混頻器的貢獻(xiàn)。

基于如上分析,對(duì)于自混頻產(chǎn)生的直流偏置,我們可以做一個(gè)大概的估算,假設(shè)混頻器的Lo輸入信號(hào)為0.63Vpp(等同于在50ohm系統(tǒng)中的0dBm),通常情況下是-6dBm--+6dBm,假設(shè)隔離度為60dB,所以圖五(a),考慮到30dB的射頻增益,混頻器的輸出直流信號(hào)大概為10mVpp,在現(xiàn)代通信系統(tǒng)中,在LNA輸入的有用信號(hào)可以低至30uVrms, 為了能夠采樣有用信號(hào),需要中頻放大70dB左右,10mV的直流電壓也會(huì)放大70dB,會(huì)導(dǎo)致混頻器后的基帶放大器器件飽和,產(chǎn)生失真,即使基帶放大器是理想的放大器,也需要一個(gè)超高動(dòng)態(tài)范圍的ADC才能解決直流偏置問(wèn)題,而這種動(dòng)態(tài)范圍的ADC在實(shí)際上是不可實(shí)現(xiàn)的。

怎樣解決零中頻接收機(jī)的直流偏置問(wèn)題呢?最簡(jiǎn)單的方案是采用交流耦合的方式,比如加一個(gè)高通濾波器,然而隨機(jī)二進(jìn)制數(shù)據(jù)的頻譜在DC會(huì)呈現(xiàn)出一個(gè)峰值,很多仿真證明,為了不惡化信號(hào),高通濾波器的頻率截止點(diǎn)必須低于數(shù)據(jù)速率的0.1%, 如果是GSM信號(hào),其數(shù)據(jù)速率為200K,這要要求濾波器的截止頻率為200Hz左右,這樣小的值會(huì)導(dǎo)致,1:如果直流偏置變化,其響應(yīng)會(huì)非常慢,2:需要非常大的電容和電阻, 解決的辦法是采用在直流附近最小化信號(hào)能量的調(diào)制方式,比如UMTS制式的BPSK調(diào)制方式。

另外一種常用的方法是通過(guò)算法校準(zhǔn)的方式消除直流偏置,如圖五所示的架構(gòu)是TI(德州儀器)的盲校算法,通過(guò)計(jì)算122.88MHz時(shí)鐘周期的直流偏置量,每1.067ms輸入信號(hào)實(shí)時(shí)抵消直流偏置。

直流累加

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