整流器模擬負載系統(tǒng)設計方案

圖2 PWM整流器原理圖

　　圖2中VT1~VT6:主開關管IGBT;C:交流側(cè)儲能濾波電容；LA、LB、LC:PWM整流器至電網(wǎng)之間的濾波電感，為使得PWM整流器逆變到電網(wǎng)的電流諧波符合IEC1000-3-2標準而設置，它的引入可減少濾波儲能電容的值；Ld:直流側(cè)濾波電感，主要作用是存儲電能變換過程中的無功能量；LEM:直流側(cè)電壓檢測。

　　圖3為PWM整流器A相的等效電路，圖中us,IP分別為電網(wǎng)電壓矢量和電流型逆變器輸出的A相電流基波的矢量，RS為線路電阻，Cs為儲能濾波電容。

圖3 PWM整流器A相的等效電路

　　逆變工況的基波矢量圖如圖4所示。

圖4 逆變工況的基波矢量圖

　　Cs為PWM整流器的交流側(cè)儲能濾波電容，它的取值大小至關重要。取值較大有利于電能轉(zhuǎn)換及反饋電流的濾波，但成本增加且電容上的電流增加，電容上的電流增加則直接影響PWM整流器向電網(wǎng)逆變的功率，或同等功率下不得不增大PWM整流器主開關管的電流容量，從而使得整體成本增加；取值較小，電容上的電流減小價格降低，但反饋電流的諧波增加。因此對于Cs的取值應綜合考慮電容上的電流、電流的諧波和制造成本。

　　為使得Cs在合理的情況下PWM整流器的逆變輸出電流滿足IEC1000-3-2所規(guī)定的最大諧波電流值，在PWM整流器的交流輸出端合理地設置濾波電感，如圖2所示的LA、LB、LC可獲得較為理想的效果，該電感的并入能較好的抑制流向電網(wǎng)的高次諧波電流，且該電感的數(shù)值較小并不能改變電路系統(tǒng)的特性。

　　若設圖2中的開關VTK導通時=1開關VTK關斷時=0則根據(jù)電流型逆變器的工作特點必定有如下關系

　　考慮到電流型PWM整流器直流側(cè)具有相對較大的電感，因此有理由假定在一個開關周期內(nèi)直流電流是保持恒定的，則圖2所示的相關電流有如下關系

　　上式中I為PWM整流器直流側(cè)電流，考慮到輸出波形的頻率與逆變器開關頻率相比要低得多，因而有理由用一個開關周期內(nèi)的平均值dk替代開關函數(shù)，因此逆變器交流側(cè)電流可表示為

　　圖2所示電路的電流型PWM整流器總計能產(chǎn)生六個空間矢量和三個零矢量，其表達式如下

　　因此只要采取適當?shù)目刂撇呗跃涂梢垣@得所要求的Ira、Irb、Irc.

　　系統(tǒng)參數(shù)選擇及實驗結(jié)果

　　每個負載模擬單元參數(shù)，直流電壓：54~540V;直流電流：30~100A.

　　參數(shù)選擇

　　系統(tǒng)主電路見圖2,VT1~VT6:主開關管IGBT,電流額定為200A;LA、LB、LC:PWM整流器的濾波電感，4mH;L:直流側(cè)濾波電感，5.3mH;C:交流側(cè)儲能濾波電容，5μF/1200V;LEM:直流側(cè)電壓檢測，型號為：KV50A/P;逆變器調(diào)制頻率：10kHz,直流側(cè)電壓：54~540V.　　實驗結(jié)果

　　圖5的超前電壓為電容上的電壓，滯后者則為電網(wǎng)電壓波形，從圖2所示的原理圖可以看出此時的工況為再生工況，且濾波電感LA、LB、LC起到濾波作用，進而可以看出盡管電容上的電壓波形含有一定量的高頻成分，但經(jīng)濾波后的饋網(wǎng)電流的諧波已足夠小了（見圖6所示的電流波形）。

圖5 電網(wǎng)電壓波形和電容上的電壓波形