適用于高頻電流模式轉(zhuǎn)換器的斜坡補(bǔ)償電路的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

PWM DC／DC轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)中，為了防止出現(xiàn)次諧波振蕩，需要引入斜坡補(bǔ)償電路，而傳統(tǒng)的斜坡補(bǔ)償電路通常在加法器處會引入附加的內(nèi)部反饋環(huán)路，這會極大地限制系統(tǒng)帶寬。文中提出了一種簡單的結(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)峰值電流模式下的斜坡補(bǔ)償。這樣可以減小斜坡補(bǔ)償中加法器對系統(tǒng)帶寬的限制，從而可以提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，使轉(zhuǎn)換器有更高的開關(guān)頻率。仿真結(jié)果表明，這種方法能實(shí)現(xiàn)電壓信號準(zhǔn)確地相加。

電流模式PWM型DC／DC轉(zhuǎn)換器具有瞬態(tài)響應(yīng)好，輸出噪聲小，對外同電路干擾小等優(yōu)點(diǎn)，成為DC／DC的主流。但是，峰值電流模式PWM型DC／DC轉(zhuǎn)換器有一個(gè)特有的問題，就是當(dāng)占空比大于0．5時(shí)，會出現(xiàn)亞諧波振蕩現(xiàn)象，解決這一問題通常采用斜坡補(bǔ)償?shù)姆椒?，即在電感電流采樣信號上疊加一定斜率的鋸齒波信號，如果這一斜坡信號的斜率大于電流采樣信號下降斜率與上升斜率差值的一半，亞諧波現(xiàn)象就會消失。傳統(tǒng)的斜坡補(bǔ)償電路是采用運(yùn)放的負(fù)反饋接法實(shí)現(xiàn)加法器，這樣由于引入了內(nèi)部負(fù)反饋回路，會限制系統(tǒng)的帶寬，從而會限制整個(gè)轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率。

本文提出了一種新穎的斜坡補(bǔ)償電路，這里利用了電荷守恒定律，存電容兩端實(shí)現(xiàn)電流采樣信號與斜坡信號的相加，這樣就減少了一個(gè)內(nèi)部反饋環(huán)路，從而減小了對系統(tǒng)帶寬的限制，使系統(tǒng)更加穩(wěn)定，轉(zhuǎn)換器能有更高的開關(guān)頻率。

1 斜坡補(bǔ)償

1．1 斜坡補(bǔ)償?shù)谋匾?BR>

峰值電流模式PWM開關(guān)電源工作在CCM模式下且占空比(D)大于0．5時(shí)，系統(tǒng)存在穩(wěn)定性問題，因?yàn)殡姼须娏鲾_動量經(jīng)過多個(gè)周期后逐級擴(kuò)大，電感電流波形會出現(xiàn)低于開關(guān)頻率的包絡(luò)，電感電流紊亂，峰峰值增大，帶負(fù)載能力下降，輸出電壓紋波增加等不良現(xiàn)象，最終導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定，整個(gè)系統(tǒng)由于擾動無法正常工作。


1．2 斜坡補(bǔ)償?shù)脑?BR>

峰值電流模式PWM開關(guān)電源工作在D大于0．5時(shí)，內(nèi)部電流環(huán)會不穩(wěn)定。通常的解決方法是存電流內(nèi)環(huán)加入斜坡補(bǔ)償電路。如果沒有斜坡補(bǔ)償，系統(tǒng)的穩(wěn)定性如圖1所示。其中實(shí)線和虛線分別表示穩(wěn)定時(shí)和受到擾動時(shí)電感電流波形，D表示占空比(0D1)，IE表示由誤差放大器設(shè)定的電感電流峰值，m1和m2分別表示電感電流上升斜率、下降斜率(m1、m2>0)，△I0是初始擾動電流。

可以看到，一個(gè)周期后擾動電流變?yōu)椋?/P>

當(dāng)D小于0．5時(shí)，此時(shí)m1大于m2，所以經(jīng)過n個(gè)周期后，△In會最終趨近于0。但是當(dāng)D大于0．5時(shí)，此時(shí)m1小于m2，所以經(jīng)過n個(gè)周期后，△In會變得越來越大，也就是說初始擾動電流被無限放大，系統(tǒng)變得不穩(wěn)定。

如果在電流內(nèi)環(huán)中加入一個(gè)斜率為-K的(K大于0)的補(bǔ)償電流(如圖2所示)，△In可表示為：

由前面分析知道，只要保證即只要要保證，就可以保證系統(tǒng)在任意占空比時(shí)都能達(dá)到穩(wěn)定。

2 適用于高頻電流模式轉(zhuǎn)換器的斜坡補(bǔ)償電路的實(shí)現(xiàn)

本文設(shè)汁的斜坡電路如圖3所示，斜坡補(bǔ)償電路包括電流源I2，電容C2，電阻R2，開關(guān)VT2，VT3，VT4和反相器U1，這種簡單的結(jié)構(gòu)沒有加法器的內(nèi)部反饋環(huán)路，因此極大地避免了帶寬上的限制，從而使得轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率可以大大提高。

圖3中電流源I1和電流源I2是鏡像關(guān)系，左半部分是鋸齒波產(chǎn)生電路，包括電流源I1，電容C1，電阻R1，比較器1，比較器2，邏輯單元和開關(guān)VT1.整個(gè)電路工作原理如下：邏輯單元產(chǎn)生一個(gè)充放電的脈沖來控制開關(guān)VT1的開關(guān)，從而控制電容的充放電。當(dāng)開關(guān)VT1是關(guān)閉時(shí)，電流源I1對電容C1充電。此時(shí)A點(diǎn)電壓線性增加，當(dāng)A點(diǎn)電壓超過UREF1時(shí)，此時(shí)比較器1會輸出一個(gè)低電平，使邏輯單元產(chǎn)生一個(gè)高脈沖，從而打開開關(guān)VT1，使電容通過電阻R1進(jìn)行放電，因?yàn)殡娮鑂1很小，因此放電速度很快，當(dāng)A點(diǎn)電壓下降到小十VREF2時(shí)，此時(shí)比較器2輸出一個(gè)低電平到邏輯單元，使邏輯單元產(chǎn)生一個(gè)低脈沖，使開關(guān)VT1關(guān)閉，如此反復(fù)，在A點(diǎn)產(chǎn)生一個(gè)鋸齒波信號。下面可以通過公式推導(dǎo)出此時(shí)A點(diǎn)鋸齒波的頻率，我們假設(shè)對電容C1充電電流為ICharge，由電容C1的電荷公式有：

ICharge.t1=C1△U=C1（UREF1-UREF2） （4）

假設(shè)通過R1放電的放電時(shí)間為t2，這里因?yàn)殡娮鑂1很小，所以忽略放電時(shí)間t2.

由于電流源I1和電流源I2是鏡像關(guān)系，所以電流源I2對電容C2充放電會產(chǎn)生一個(gè)斜坡信號。如果假設(shè)電流源I1和電流源I2是1：1的鏡像關(guān)系，則此時(shí)斜坡頻率：

下面我們來分析斜坡補(bǔ)償電路如何實(shí)現(xiàn)加法功能的，SWON端口為功率管的驅(qū)動信號，ISEN信號表示采樣電流信號，當(dāng)SWON為低時(shí)，表示外部功率管關(guān)閉，此時(shí)關(guān)閉開關(guān)VT4，打開關(guān)VT3，這時(shí)電容C2下端電壓為0，上端電壓，此電壓為一斜坡信號。當(dāng)SWON為高時(shí)，表示外部功率管打開，此時(shí)ISEN端有采樣電流信號，并且SWON的高電平會打開關(guān)VT4，關(guān)閉開關(guān)VT3.此時(shí)電容C2下端的電壓變?yōu)镮SEN采佯信號，這時(shí)根據(jù)電容C2兩端電荷公式：


ICharge.t=C2△U=C2（U（t）-UISEN） （8）


求得電容C2上端電壓為，即實(shí)現(xiàn)了斜坡補(bǔ)償中的加法功能。出于上述沒有反饋環(huán)路的加法器極大地減小了反饋電路引起的延遲，因此當(dāng)轉(zhuǎn)換器工作在更高開關(guān)頻率時(shí)（通常會大于2MHz）能有更好的穩(wěn)定性和可靠性。


實(shí)際的電路中，由于開關(guān)管VT4會引入尖峰毛刺，進(jìn)而可能會導(dǎo)致PWM比較器誤輸出。所以一般會在ISEN信號通路處加入一個(gè)簡單的RC濾波器，這時(shí)就會有一個(gè)電阻R串接在電容下端和ISEN信號端之間。因此在當(dāng)SWON為高電平時(shí)，由于此時(shí)VT3關(guān)閉，所以會有一個(gè)大小等于IChar ge的電流流過電阻R，從而使ISEN采樣信號與電容下端電壓產(chǎn)生偏差。解決方法是在電容C2下端加入一個(gè)電流為ICharge的電流源，引入電流源后(如圖3中I3所示)，SWON為高電平時(shí)流過R的電流就可以忽略不計(jì)，此時(shí)斜坡補(bǔ)償?shù)恼`差就可以大大減小。

實(shí)際的充電電流產(chǎn)生電路如圖4所示，該電路的主體結(jié)構(gòu)是一個(gè)自偏置的電流源，因此其對電源的干擾不敏感，其主要是由跨導(dǎo)放大器，VT 1，芯片外接電阻RT和電流鏡組成。由于跨導(dǎo)放大器，VT1和電阻RT組成了一個(gè)負(fù)反饋結(jié)構(gòu)，所以此時(shí)流過VT1的電流，即充電電流ICharge等于UREF／RT，此充電電流經(jīng)過電流鏡鏡像到充電電容。因此斜坡的斜率可以表示為：

根據(jù)斜坡補(bǔ)償原理