電流模式控制DC/DC轉(zhuǎn)換器中的電流檢測電路設計

　 電流檢測電路是電流模式控制所必需的， 通過檢測功率開關(guān)管上的電流， 然后輸出一個電流感應信號與斜坡補償信號進行疊加并轉(zhuǎn)換成一個電壓信號， 再與誤差放大器的輸出進行比較， 從而實現(xiàn)電流模式開關(guān)轉(zhuǎn)換器電流內(nèi)環(huán)的控制。其實現(xiàn)方法有很多種， 常見的有兩種， 一種是與功率管串聯(lián)一個電阻Rsen,另一種是與功率管并聯(lián)一個并聯(lián)檢測管復制比例電流， 并聯(lián)檢測管復制比例電流的檢測方法， 又有兩種主要的實現(xiàn)結(jié)構(gòu)， 一種是采用運放的結(jié)構(gòu)， 另一種是利用反饋的方式。如果采用運放， 顯然會增加電路的復雜性， 而且也會增加功耗。本文根據(jù)具有反饋控制電流源的原理來設計電流檢測電路中的反饋網(wǎng)絡。

　　1 反饋控制電流源的原理

　　電路原理圖及電流源動態(tài)特性曲線如圖1（ a）、（ b）所示。根據(jù)電流源的特性曲線， 偏置電路中各相關(guān)元件的電流特性只有線性與非線性電流源相結(jié)合才可能有唯一的交點（原點除外）， 這樣才能保證偏置電路有唯一穩(wěn)定的工作點。

圖1 具有反饋控制的電流源的原理圖

　　設電阻上的壓降為VR, M3 管的過驅(qū)動電壓為△， 由M3、M4 電流相等的條件， 得到：

　　由此解出：

　　其中， VR = VGS3 - V GS4, 因此VGS的壓差決定了電阻上所形成的微電流， 即輸出電流I0 滿足的非線性關(guān)系為：

　　由此解出的輸出電流已與電源電壓無關(guān)。

　　2 電流檢測電路的具體電路設計實現(xiàn)

　　根據(jù)前面的分析， 可以看出， R 固定時， 當圖1所示的電路可以提供唯一的偏置偏流。但是在電流檢測電路中， 由于電感電流一直在變， 很顯然， 固定的電阻不再適用， 將圖1 的改進電路運用到電流檢測電路中， 如圖2所示， 圖中電阻用工作在線性區(qū)的MOS管MR 代替。

圖2 改進型具有反饋控制電流源的電流檢測電路

　　工作在線性區(qū)的MOS 管， 其導通電阻rON可由下式得出：

　　可以看出， rON與V GS - VTH成反比， 因此電阻值會隨著VGS的變化而變化， 這樣不同的電阻值形成的非線性電流源與電流鏡結(jié)合， 就會有不同的穩(wěn)定工作點。因此， 在整個工作中， 對于一直變化的電感電流， 偏置電路是通過改變電阻值而達到不同的動態(tài)穩(wěn)定狀態(tài)。

　　為了達到電路檢測的精確度， 本文用帶反饋控制、電阻值可變的電流源來代替復雜的運放。

　　圖2所示電流檢測電路中， MP、MN 為功率管，M1 與M4、M2 與M5 的W/L相同， VP 為MP 的控制信號， MPS用作開關(guān)， 其W/L比較大， 具有低導通電阻。在電流模DC /DC 轉(zhuǎn)換器中， 反饋控制環(huán)路只需檢測MP 功率管導通時的電流， 因此， 為降低功耗， 可控制電流檢測電路只在MP 功率管導通時工作， 即只檢測電感充電階段的電流， 而在MP 功率管截止時， 電流檢測電路不工作， 進而有效地減小了功率損耗。

　　當VP 為低電平時， MP 導通， MPS作開關(guān)也導通，并且可以看作近似短路， 進而流過MPS的電流也可以忽略， 因此MP、M1 的VDS近似相同， 流過MP 的電流被鏡像復制至M1。MP 與M1 的W/L成比例， 且比例系數(shù)較大， 因此檢測到的電流與MP 中的電流成比例， 同時遠小于MP 中的電流。

　　下面分析VB 與VA 的關(guān)系。假設在某個時刻，VB 的電位高于VA, 則VDS4 VDS1, M4 中的電流I4 小于M1 中的電流I1, 而VDS5 > VDS2, 要求I5 > I2, 這使得在同一支路中I4 I5, 顯然不太可能， 所以VB 會與VA 相同， 且保持相同的動態(tài)變化。因此， M1 中的電流被再次鏡像至M4, 而且， 由于反饋控制電流源的作用， VA 處的任何微小變化都會強迫VB 也有相同的變化， 保證了電流檢測的精度。

　　根據(jù)系統(tǒng)設計要求， 電流檢測的比例應該為K = 1 000：1, 電路圖中給出了各級電流復制的比例，由于電流檢測電路采用帶反饋控制、電阻值可變的電流源結(jié)構(gòu)， 可以得到VA 等于VB, 又由于設置M1,M4, 和M7 的寬長比相等， 根據(jù)MOS 電流公式可以得到：

　　檢測精度和速度是電流檢測電路兩個重要的指標。由于每個檢測周期的開始階段， 電流檢測電路處于啟動狀態(tài)， 所以Is 都有一段啟動時間。這個時間主要由電路中M9、M10管的寄生電容決定， 當兩管的寬度和長度比較小時， 啟動時間很短， 相反， 啟動時間會變長。為了保證電流檢測的精度， M9、M10兩管的L 不能太小， 現(xiàn)取1 um。

3 仿真結(jié)果

　　通過仔細調(diào)整MP 管和M1 管的參數(shù)， 設置為MP 管的寬長比為5 000 um /1 um, M1 管的寬長比為5 um /1um。其他管子的參數(shù)參見電路圖上的比例復制標注。通過在在Cadence軟件中的spe tre仿真設計工具下， 采用CSMC 0. 5 m CMOS工藝在25℃進行仿真驗證。

　　下圖3給出電流檢測電路的仿真結(jié)果。

圖3 電流檢測電路的仿真波形

　　從輸出波形的測量可知， 當電感電流IL 最大值如A 點測得的479. 55 A 時， 檢測電流Is 最大值如B點測得的486. 81 A, 基本上滿足了：

　　故所設計的電流檢測電路能很好滿足設計要求。

　　4 結(jié)論

　　本文設計了一種適用電流模式的DC /DC 轉(zhuǎn)換器芯片的電流檢測電路， 通過利用有反饋控制電流源的原理來設計電流檢測電路中的反饋網(wǎng)絡。通過仿真驗證可知所設計的電路性能良好， 采樣精度達到1 000：1, 完全滿足系統(tǒng)設計要求。