PFC在電源設(shè)計中的作用

在2005年最新的IEC61000-3-2標準生效以前，大多數(shù)PC、顯示器和電視機的電源在采用110至120V，60Hz的單相交流電供電時都會產(chǎn)生過量的電源線諧波。在這個更新更嚴格的IEC標準的推動下，電源廠商開始通過增加功率因數(shù)校正(PFC)來最大限度地減少電源線諧波。

為了解IEC61000-3-2的影響，最好先了解一下直接穿過電源線放置負載電阻(R)的理想情況(圖1)。在這種情況下，正弦線路電流IAC與線路電壓VAC成正比，且與該電壓同相。因此：

這意味著，對于效率最高的無失真電源線操作來講，所有的負載都應作為有效電阻(R)，而消耗和提供的功率是RMS線路電壓和線路電流的乘積。

不過，許多電子系統(tǒng)的負載都需要交流到直流的轉(zhuǎn)換。在這種情況下，典型電源的電源線上的負載由一個驅(qū)動電容的橋式二極管組成(圖2)。它是電源線的非線性負載，因為此橋式整流器的兩個二極管都位于輸入交流電源線電壓的正半周期或負半周期的直接電源通路中。此非線性負載僅在正弦電源線電壓的峰值期間汲取電源線電流，這樣會產(chǎn)生“多峰”輸入電源線電流，從而引起電源線諧波(圖3)。

非線性負載可使諧波大小與線路頻率下的基本諧波電流具有可比性。圖4顯示了相對于線路頻率下的基本諧波大小進行標準化的高階諧波電流大小。不過，只有圖1中給出的在與線路頻率相同的頻率下且與電源線電壓同相的諧波電流(在此案例中為線路頻率下的基本諧波)對提供給負載的平均功率起作用。這些諧波電流會影響同一電力線上的其他設(shè)備的工作情況。

如果θ = 0°，則cosθ = 1且P = IRMS * VRMS，這與電阻負載的情況相同。當PF為1時，負載消耗電源提供的所有能量。

如果θ = 90°，則cosθ = 0；因此負載收到的功率為零。提供功率的發(fā)電機必須提供IRMS * VRMS的功率(即使沒有功率用于做有用功)。

因此，對于圖2中的二極管橋式電容器案例，式2的PF定義中剩下的唯一一個變量就是線路電流IRMS，因為線路電壓(VRMS)已通過電源線發(fā)電機固定至120V。電源線為提供給負載的給定平均功率而汲取的IRMS越高，功率因數(shù)(PF)就越低。圖2中的AC-DC轉(zhuǎn)換器采用120V的交流電源線電壓供電，并向負載提供600W的功率，同時汲取10A的線路電流，該轉(zhuǎn)換器的PF = 0.5。不過，圖1中PF為1的電阻負載僅從電源線中汲取5A的電流(該負載從120V交流電源線中汲取600W的功率)。

電力公司會因低PF負載而遭受損失，這是因為電力公司必須提供更高的發(fā)電能力，從而滿足由于負載的低PF而產(chǎn)生的更大的線路電流的要求。不過電力公司只會按提供的平均功率(單位為瓦特)向用戶收費——而不是按產(chǎn)生的伏安收費。

伏安與瓦特之間的這種差別要么以發(fā)熱的形式出現(xiàn)，要么反過來體現(xiàn)到交流電源線上。校正這種情況的最常見方法是采用功率因數(shù)校正。

功率因數(shù)校正

IEC-61000-3-2標準定義了給定功率級別允許的最大諧波電流。該標準1995年和2001年的初始版本已被2005年的版本3更新(請參見表)。2005年版本3對每相耗費的功率在75至600W之間，耗費的電流≤16A的(D類)PC、顯示器和電視機的電源線諧波電流提出了更加嚴格的要求。為滿足這些要求，設(shè)計工程師必須在D類電源中采用有源功率因數(shù)校正(PFC)。

許多PFC電路都采用升壓轉(zhuǎn)換器。傳統(tǒng)的PFC升壓轉(zhuǎn)換器中的一個限制因素是它只能由整流后的交流電源線供電，而這種電源線涉及兩級功率處理(圖5)。轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的波形更好地說明了這個問題(圖6)。此外，無法通過簡單有效的方法在傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器中引入隔離。

采用升壓轉(zhuǎn)換器的全橋擴展(然后作為PFC轉(zhuǎn)換器進行控制)是一種引入隔離的方法(圖7)。不過，這種方法需要在初級增加四個晶體管，在次級增加四個二極管整流器(晶體管和整流器均在100kHz的開關(guān)頻率下工作)，從而增加了復雜性。此外，四個增加的二極管位于以50/60Hz的線路頻率工作的輸入橋式整流器中。

除了低頻正弦電流之外，線路電流還將在高開關(guān)頻率下疊加輸入電感紋波電流，這需要通過交流電源線上的一個額外的高頻濾波器進行濾波。由于增加了12個在硬開關(guān)模式下工作的開關(guān)，因此造成了較高的傳導和開關(guān)損耗。據(jù)報道，這種兩級方法及輔助開關(guān)器件的最高效率為87%。

由于升壓直流轉(zhuǎn)換增益的影響，這種方法還會出現(xiàn)啟動問題。它需要額外的電路對輸出電容進行預充電，以便轉(zhuǎn)換器能夠啟動。

要實現(xiàn)1kW或1kW以上的功率，設(shè)計工程師經(jīng)常采用三級方法(圖8)。在圖8中，標準升壓PFC轉(zhuǎn)換器和隔離降壓轉(zhuǎn)換器位于輸入的橋式整流器之后。這總共需要14個開關(guān)。其中至少六個開關(guān)為高壓開關(guān)，這樣就進一步降低了效率，增加了成本。盡管如此，在使用最好開關(guān)器件的情況下，最高效率能夠達到90%左右，該頻率仍比兩級方法的效率要高。

如要實現(xiàn)中低功率，則有一個替代方法，該方法通過采用前向轉(zhuǎn)換器作為隔離級來減少開關(guān)數(shù)量(圖9)。在采用這個方法之前，必須注意這一點：雖然現(xiàn)在有10個開關(guān)，但與全橋式方案相比，正向轉(zhuǎn)換器中的四個開關(guān)器件向初級和次級開關(guān)施加了更大的電壓應力。此外，全橋式方案還需要四個磁性元器件。

Teslaco公司總裁Slobodan Cuk博士開辟了這個領(lǐng)域的新天地，他研發(fā)出一種直接由交流電源線供電的無橋PFC轉(zhuǎn)換器(正在申請專利)。該轉(zhuǎn)換器據(jù)稱是首款真正的單級無橋AC-DC PFC轉(zhuǎn)換器。

為了實現(xiàn)這一壯舉，Cuk采用了一種新的開關(guān)功率轉(zhuǎn)換方法，這種方法稱為“混合開關(guān)”(hybrid-switching)。該方法采用僅包含三個開關(guān)的轉(zhuǎn)換器拓撲：一個可控開關(guān)S和兩個無源整流器開關(guān)(CR1和CR2)(圖10)。輸入交流電壓為正極或負極時，兩個整流器根據(jù)主開關(guān)(S)的狀態(tài)作出相應的導通和關(guān)斷操作。該拓撲由一個與輸入串聯(lián)的電感、浮動的能量傳輸電容(作為開關(guān)周期部件的諧振電容器)和一個諧振電感組成。

由于基于PWM方波開關(guān)的傳統(tǒng)轉(zhuǎn)換器采用電感和電容器，因此它們需要互補的成對開關(guān)。當一個開關(guān)導通時，其互補的開關(guān)就關(guān)斷，反之亦然。因此，只允許采用偶數(shù)個開關(guān)，而新型混合開關(guān)PFC轉(zhuǎn)換器可以采用奇數(shù)個(3個)開關(guān)。

在這種設(shè)置中，這樣的互補開關(guān)是不存在的。一個有源開關(guān)S單獨控制兩個二極管，其角色會根據(jù)交流輸入電壓的極性自動發(fā)生變化。例如，交流輸入電壓為正極時，CR1在開關(guān)S的導通間隔導電。而交流輸入電壓為負極時，CR1在開關(guān)S的關(guān)斷間隔導電。此外，CR2還根據(jù)開關(guān)S的狀態(tài)和輸入交流電壓極性自動作出反應。交流輸入電壓為正極時，CR2在開關(guān)S的關(guān)斷間隔導電；交流輸入電壓為負極時，CR2在開關(guān)S的導通間隔導電。

因此，三個開關(guān)可以在輸入交流線路電壓的正半周期和負半周期的整個周期內(nèi)工作。因此，這種真正的無橋PFC轉(zhuǎn)換器無需全橋式整流器也可以工作，這是因為轉(zhuǎn)換器拓撲實際上執(zhí)行了交流線路整流。最終在輸入交流線路電壓的正負半周期實現(xiàn)了同樣的直流輸出電壓。消除全橋式整流器相當于直接消除了損耗(特別是對于85V的低電壓線路而言)。

初級的有源開關(guān)S在開關(guān)頻率下調(diào)制和工作，該開關(guān)頻率比線路頻率高三個數(shù)量級(比如，開關(guān)頻率為50kHz時，交流線路頻率為50/60Hz)。占空比(D)可以通過控制開關(guān)的導通時間和所有的穩(wěn)態(tài)指標(比如，直流轉(zhuǎn)換率)來定義，電感L的直流電流根據(jù)D來表示。

隨后，全波輸入線路電壓和輸入線路電流被感測后作為輸入發(fā)送至無橋PFC IC控制器。控制器對初級的開關(guān)S進行調(diào)制，強制輸入線路電流與輸入線路電壓成正比，從而提供理想的整功率因數(shù)。

該PFC轉(zhuǎn)換器真正出眾的特性是流電隔離擴展可以保持圖10中的三個開關(guān)組成的轉(zhuǎn)換器的簡單性。諧振電容