新穎高效率開關電源控制器設計方案

　　3 片上電流檢測

　　片上電流檢測就是把檢測電感電流的功能集成到控制芯片內(nèi)部，尤其對于功率集成的控制器來說，其意義就顯得更為重要也較易實現(xiàn)，且采用片上電流檢測有利于有效簡化外圍應用電路的設計。

　　電流檢測可以根據(jù)檢測電路的不同位置分為高邊檢測和低邊檢測，對于Buck 電路來說，若檢測對象是流過功率開關的電流，多采用高邊檢測；但若檢測對象是流過同步整流開關的電流，就需采用低邊檢測。 以高邊檢測為例，傳統(tǒng)的檢測方法是利用一個小電阻與功率開關串聯(lián)來檢測流過功率開關的電流。 但受到工藝的限制，小電阻的阻值精度通常是很低的，且會占用較多的芯片面積。 尤其在低電壓供電的系統(tǒng)中，檢測電阻上的損耗和檢測精度都是嚴重的問題。 因此，本文采用了一種基于電流鏡結構的片上電流檢測技術，與傳統(tǒng)的電阻檢測方法相比，它的精度較高，功率損耗小。

　　電流檢測電路主要有兩個功能模塊，一是功率開關電流檢測模塊，二是峰值電流箝位模塊。

　　功率開關電流檢測的基本電路原理如圖5 所示。 主要采用電流鏡結構，用一個與功率開關成一定比例的MOS 管來鏡像功率開關的電流。 圖中PM_P 是功率開關，NM_P 是同步整流開關。 PMOS 管PM0 和PM_P組成一個簡單電流鏡結構。 運算放大器CSA 的作用是保持PM0 和PM_P 的V DS電壓相等，它是一個兩級折疊式共源共柵結構，具有較大的帶寬和較快的響應速度，以達到較高的檢測精度和較大的電流檢測范圍。

　　圖5 　功率開關電流檢測模塊

　　PM1 的作用是防止當同步整流開關通時，CSA + 端短路到地。 如果在功率開關關斷的時候CSA + 短路到地，則每個周期功率開關開始打開的時候，CSA + 需要較長的恢復時間，會影響檢測精度。 另一方面，功率開關導通時是工作在線性區(qū)，因此PM0 和PM_ P 的V DS電壓差對電流鏡的鏡像精度影響較大，所以PM1 必須具有較小V DS值，可以適當?shù)卦龃笏膶掗L比。

　　在設計中，取PM0 和PM_ P 的寬長比的比值為1 ∶3000 ，因此流過PM0 和PM_ P 的電流比值也為1 ∶3000. 可得檢測電壓V IL 為：

　　其中； IL 為流過功率開關的電流，也直接反映了電感電流的信息。

　　峰值電流箝位電路原理如圖6 所示，該電路同時也是電壓環(huán)和電流環(huán)的結合點。 圖中V IL 即為（2） 式中定義，V sense和V peak即為圖3 中所定義。

　　當變換器工作在重載條件下時，誤差放大器的輸出較高，NM0 導通，V peak 值就會受EA 輸出的調節(jié)。 假設NM0 導通時工作在飽和區(qū)，則：

　　其中 INM0為流過NM0 的電流，隨誤差放大器輸出的變化而變化。 V sense 和V peak 是輸入到后級電流比較器的信號。

　　結合（2） ~ （4） 式，就可以得到電感電流和EA 輸出的關系式。

　　當變換器工作在輕載條件下時，誤差放大器輸出較低而不足以使得NM0 導通，此時，V peak 值就不再隨著EA 輸出的變化而調節(jié)。

　　此時， （5） 式中INMO可以看作零。

　　根據(jù)（5） 和（7） 式，可以設計合適的電路參數(shù)，以保證在應用所需的負載范圍之內(nèi)誤差放大器不會飽和，同時可以限制最大的負載值，且當負載低于一定值時實現(xiàn)峰值電流箝位控制。

　　圖6 中的Slop + 和Slop - 兩個節(jié)點主要用來加入斜坡電流，當變換器工作在重載條件下且占空比大于50 %時，則實現(xiàn)斜坡補償?shù)墓δ堋?/P>

　　圖6 　峰值電流箝位模塊

　　4 測試結果

　　該變換器芯片在115μm BCD 工藝下設計和制造。

　　圖7 為該變換器芯片的顯微照片。 整個芯片面積為615mm2 ，芯片下部主要是集成的功率開關和同步整流開關，面積約為2mm2 ，上部為控制器。

　　測試中應用的Buck 變換器拓撲如圖8 示。 設置工作頻率為1MHz ， 輸入電壓范圍2 ~ 7V ， 輸出電壓115V. 改變分壓電阻的取值可改變輸出電壓，表1 為一組典型應用下的分壓電阻取值參考。 電路可承受的負載范圍為0~500mA ，足以能滿足一般便攜式設備的應用需求。

　　表1 不同輸出電壓下的分壓電阻取值

　　圖9 給出變換器在重載工作條件下的測試結果，負載電流為300mA. 可看到此時變換器以時鐘頻率穩(wěn)定工作在PWM 模式，測得輸出電壓的紋波為516mV. 圖10 是變換器工作在最大負載500mA 下的測試結果，可看到變換器依然以恒定頻率穩(wěn)定地工作在PWM 模式下，輸出電壓紋波為616mV ，滿足了設計的負載范圍要求。

　　圖11 為輕載條件下的測試結果， 負載電流為50mA. 此時變換器工作在Burst 模式，即以時鐘頻率連續(xù)工作若干周期之后又連續(xù)關斷若干周期。 負載越低，關斷的時鐘周期就越多。 此時測得輸出電壓紋波為3912mV. 如前述，紋波電壓的大小主要由片內(nèi)Burst 比較器的遲滯窗口所控制。

　　圖11 　Burst 工作模式測試曲線

　　圖12 所示是負載跳變時輸出響應的測試結果。 測試中使負載在50 和300mA 之間跳變，負載變化速率為800mA/μs. 波形顯示，Burst 工作模式下的輸出電壓平均值比PWM 模式下的高20mV ，這是由于在兩種模式下采用了不同基準。 在重載跳變到輕載的過程中，過沖電壓為32mV ，恢復時間為2μs ，較好地實現(xiàn)了對于過沖電壓的抑制，且在兩個周期內(nèi)就可以完成模式轉換達到穩(wěn)定狀態(tài)，響應速度相當快。

　　圖12 　負載跳變測試曲線

　　以上即為該變換器的穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)測試結果。 表2 是測試結果與仿真結果的比較，測試中不可避免地會有一些測試誤差和寄生參數(shù)的影響，但總體上還是符合設計指標的，即已達到了預期的設計要求。

　　表2 　測試結果與仿真結果的比較

　　圖13 是變換器效率測試曲線，可以看到，當變換器工作在PWM/ Burst 多模式調制狀態(tài)時，由于在