反激式轉(zhuǎn)換器的同步整流

　　同步整流這種整流技術(shù)特別適用于低壓大電流的整流輸出場(chǎng)合。當(dāng)然，反激式轉(zhuǎn)換器適用在較小功率的(如100W)開關(guān)電源場(chǎng)合，在使用同步整流技術(shù)后可以達(dá)到幾十安或上百安的低壓輸出電流。

　　在變壓器次級(jí)電路將整流二極管換成導(dǎo)通電電阻FON小的功率MOSFET以后，就構(gòu)成了如圖1所示的同步整流電路。下面以電感電流不連續(xù)(即能量完全傳遞)工作模式(DCM)為例進(jìn)行說明，圖2為DCM模式的工作波形。

　　圖1 帶同步整流的反激式轉(zhuǎn)換器電路

　　在控制電路中，同步整流采用功率MOSFET管后，由于這種管具有雙向?qū)щ姷奶匦裕瑸榱朔乐勾渭?jí)電流逆流，必須在電流達(dá)到零時(shí)(即t＝t3)或零過后一個(gè)很短的時(shí)間里，關(guān)斷VSR。為了測(cè)量零電流點(diǎn)必須增加一個(gè)電流檢測(cè)環(huán)節(jié)。該環(huán)節(jié)由W1、w2兩個(gè)繞組構(gòu)成如圖3(a)所示。W1是初級(jí)繞組，W2是次級(jí)繞組，并用W2上得到的感應(yīng)電壓來驅(qū)動(dòng)功率MOSFET管VSR。形成電流自驅(qū)動(dòng)的同步整流電路。當(dāng)次級(jí)整流工作時(shí)，繞組W1使W2的感應(yīng)電壓提供給VSR開通。當(dāng)電流反向時(shí)，繞組W1使W2的感應(yīng)電壓提供給vSR關(guān)斷。

　　圖2 DCM模式的工作波形

　　圖3 電流自驅(qū)動(dòng)反激式轉(zhuǎn)換器同步整流零電流檢測(cè)電路

　　在t＝t3時(shí)刻VSR關(guān)斷后次級(jí)電流諧振，其諧振阻抗為z

　　式中 Lm—?jiǎng)?lì)磁電感(nH);

　　C一等效電容(nF),n為匝數(shù)比。

　　這種驅(qū)動(dòng)電路是要消耗能量的，為了減小這種損耗，電流檢測(cè)繞組上的壓降必須盡可能得低。在實(shí)際電路中－般要達(dá)到整波管壓降的1／10。比如在圖3中，如果USR＝0.1 V，則UCS要在0.01 V左右。而VSR的驅(qū)動(dòng)電壓至少要5V，這樣會(huì)導(dǎo)致W2和W1的匝數(shù)比非常大。這不僅使電流檢測(cè)裝置非常笨重，而且還會(huì)增大漏感，影響到同步整流管的迅速開通。

　　為了降低能量損耗，可以采用有能量反饋功能的電流檢測(cè)環(huán)節(jié)如圖3(b)所示。圖中通過W3、W4繞組把能量反饋到輸出電壓LJ。中，其工作過程如下。

　　在反激區(qū)間，繞組W，流過的電流折算到繞組W2上的電流給VSR的門極電容充電，當(dāng)門極電壓UGS折算到W3上的電壓等于U。時(shí)，二極管D1導(dǎo)通并且把能量從繞組w1傳遞到直流源U。。適當(dāng)?shù)卦O(shè)計(jì)繞組W1、W2和W3的匝數(shù)比，vSR的驅(qū)動(dòng)電壓就不會(huì)隨著輸人電壓的變化而變化。當(dāng)流經(jīng)vSR的電流降到零并且要反向時(shí)，二極管Dy關(guān)斷，碭開通進(jìn)行磁復(fù)位。VSR的門極電壓為負(fù)，從而被關(guān)斷。因此沒有反向電流流過VSR。在這種電流驅(qū)動(dòng)的電路中，vSR的特性就像一個(gè)理想的二極管一樣。