開關(guān)型鋰離子電池充電控制器MAX745應(yīng)用
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電池電壓和電流由電流型PWM型DC/DC變換器控制。該控制器通過驅(qū)動兩只外接N溝道MOSFET，控制輸入電源的接通與關(guān)斷。該控制器通過設(shè)定開關(guān)電壓的脈沖寬度，使充電電流和電池電壓保持穩(wěn)定。采用雙N溝道MOSFET，可降低元器件的價(jià)格。
PWM控制器的核心是一個(gè)多輸入比較器。該比較器將三個(gè)輸入信號相加，以決定開關(guān)信號脈沖的寬度，從而設(shè)定電池電壓和電流。三個(gè)信號分別是電流取樣放大器的輸出電壓、GMV或GMI誤差放大器的輸出電壓和確保電流控制回路穩(wěn)定的斜率補(bǔ)償信號。
電流取樣放大器的輸出電壓，通過PWM比較器與GMV或GMI放大器輸出較低的誤差電壓比較。采用電流型反饋可減小電感對輸出LC濾波器的影響，從而使電路穩(wěn)定工作。
4.5 MOSFET驅(qū)動器
MAX745通過改變外接N溝道MOSFET導(dǎo)通與關(guān)斷的時(shí)間，調(diào)整電池充電電壓和電流。由于高端N溝道MOSFET的柵極驅(qū)動電壓必須高于輸入電源電壓，所以必須用充電泵來提高柵極電壓。在實(shí)際應(yīng)用電路中，當(dāng)同步整流MOSFET（MIB）導(dǎo)通時(shí)，電容器C7通過二極管VD2充電。由于C7的一端接LX腳（MIA的源極），所以高端驅(qū)動器輸出腳（DHI）可使高端MOSFET的柵極電壓升高到BST腳電壓。該腳電壓高于輸入電源電壓，因此可使高端MOSFET導(dǎo)通。
同步整流MOSFET(MIB)與普通續(xù)流二極管的作用相同，但電壓降較低，因此可以提高充電器的效率。從高端MOSFET關(guān)斷到同步整流MOSFET導(dǎo)通之前有一個(gè)死區(qū)時(shí)間，從同步整流MOSFET關(guān)斷到高端MOSFET導(dǎo)通之前也有一個(gè)死區(qū)時(shí)間，LX腳與電源接地腳PGND之間（也即MIB的漏極和源極之間）接入肖特基二極管VD1，在開關(guān)轉(zhuǎn)換期間，可防止因同步整流MOSFET的體二極管在死區(qū)內(nèi)導(dǎo)通而產(chǎn)生短路電流。如果對充電器的效率要求不高，可以不接二極管VD1，但此時(shí)同步整流MOSFET的功耗將增加。
因?yàn)橹挥型秸鱉OSFET導(dǎo)通時(shí)，BST腳外接電容才充電，所以同步整流MOSFET不能用普通的整流管代替，但是為了保證BST腳外接電容器充電，同步整流MOSFET可以用小功率MOSFET（比如2N7002）代替。在這種情況下，大部分充電電流流過二極管VD1，而不是流過同步整流MOSFET。
4.6 內(nèi)部穩(wěn)壓器和基準(zhǔn)電壓源
MAX內(nèi)部低壓差線性穩(wěn)壓器輸出的5.4V電壓加在VL腳，除了給內(nèi)部電路供電外，還可給外部電路供電。線性穩(wěn)壓器輸出電流為25mA，內(nèi)部電路約需4mA，因此VL腳可為外電路提供21mA電流。外接MOSFET的柵極驅(qū)動電流由VL腳提供。估算MOSFET所需的驅(qū)動電流時(shí)，可用MOSFET柵極電荷乘以開關(guān)頻率（300kHz）。為確保電源電壓穩(wěn)定，VL腳應(yīng)外接4.7μF電容器。
內(nèi)部5.4V穩(wěn)壓電源再經(jīng)過一級低壓差穩(wěn)壓器后，可產(chǎn)生4.2V基準(zhǔn)電壓，為了保證基準(zhǔn)電壓穩(wěn)定，REF腳應(yīng)外接容量等于或大于0.1μF的電容器。
4.7 最高輸入電壓
充電器輸入電壓必須比最高電池電壓高2V，充電電壓才能穩(wěn)定在規(guī)定值。由交流適配器供電時(shí)，充電器輸入電壓中交流紋波分量較大，紋波最低點(diǎn)的電壓仍必須比最高電池電壓高2V。
采用實(shí)際應(yīng)用電路中的元件，最高輸入電壓可按下式計(jì)算：
式中 UIN為輸入電壓；VD6為二極管D6兩端電壓，典型值為0.4V—0.5V;ICHG為充電電流；RDS(ON)為高端MOSFET（MIA）的導(dǎo)通電阻；RL為電感的串聯(lián)電阻值；RI為電流取樣電阻的阻值。
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