高性能諧振模式控制器MC33066
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對振蕩器振蕩頻率的控制是通過改變流過電阻RVFO上的控制電流IOSC實現(xiàn)的。控制電流IOSC流入振蕩器最高頻率限制端（引腳3）。在該控制電流的作用下，單位增益電流鏡像向電容COSC汲取同樣大小的電流。隨著IOSC的上升，COSC的放電進程也隨之加快。這樣，振蕩周期就相應的下降，振蕩頻率隨之提高。當誤差放大器的輸出電壓達到箝位電壓上限時，即高出引腳3上的電壓2.5V左右時，振蕩頻率達到最大值。此時，電容COSC的最小放電時間如公式（1）所示。
當誤差放大器的輸出電壓低于電流鏡像的偏置電壓時，控制電流IOSC降至零時，振蕩頻率達到最小值。此時，電容COSC將通過外接電阻ROSC和RVFO進行放電。電容COSC的最大放電時間如公式（2）所示。
在任何時候，只要晶體管Q1對電容COSC進行充電，控制器MC33066的輸出端都將處于關斷狀態(tài)。輸出驅動脈沖之間死區(qū)時間的大小，可以通過控制電容COSC充電時間來調(diào)節(jié)。加入電阻RDT可以減小電容COSC的充電電流，這樣電容COSC的充電時間延長，增大了輸出驅動脈沖之間的死區(qū)時間。如果RDT的阻值在0Ω～1000Ω之間變化，當電容COSC的大小為300pF時，死區(qū)時間的范圍將在80ns～680ns之間。此時，振蕩器充電時間如公式（3）所示。
電阻ROSC和RVFO的取值是否恰當，對振蕩器最低和最高頻率的編程控制影響很大。在根據(jù)死區(qū)時間的大小確定電阻RDT后，振蕩器的最低工作頻率由電阻ROSC決定，如下式所示：
同樣，振蕩器的最高工作頻率由電阻RVFO決定，如下式所示：
電阻RDT的取值將對振蕩器的峰值電壓產(chǎn)生影響。當電阻RDT由零逐漸增大時，電容充電COSC所需的時間將會逐漸延長。因此，上限閾值的過沖將被緩解，同時振蕩器的峰值電壓也將由5.1V降至4.9V。當然，在電阻RDT為零時，振蕩頻率的精度最佳。
4.3 單發(fā)脈沖定時器
在Q1對振蕩器外接電容COSC進行充電的同時，單發(fā)脈沖定時器的外接電容CT也將進行充電，參見圖3。當Q1被振蕩器比較器關斷時，單發(fā)脈沖周期開始，電容CT將通過電阻RT放電。當CT上的電壓降至單發(fā)脈沖比較器的閾值電壓時，單發(fā)脈沖周期結束。電容CT上的電壓由5.1V的初始值放電至3.6V，單發(fā)脈沖周期tOS如下式所示：
影響單發(fā)脈沖周期的因素主要有閾值電壓誤差以及傳輸延遲時間。振蕩器比較器和單發(fā)脈沖比較器的輸出信號經(jīng)過“或非門”后生成脈沖信號tON，該脈沖信號驅動T觸發(fā)器和驅動電路。當振蕩器的放電時間超過單發(fā)脈沖的周期時，tON的長度等于單發(fā)脈沖周期tOS的長度。如果振蕩器放電時間小于單發(fā)脈沖周期時，振蕩器比較器將中斷脈沖信號tON，同時重新觸發(fā)單發(fā)脈沖定時器。相關時序波形參見圖4。圖中左側的時序波形顯示的是導通時間固定，截止時間變化時的情況，而右側的時序波形顯示的則是單發(fā)脈沖定時器被重新觸發(fā)后，截止時間固定，導通時間變化時的情況。
4.4 誤差放大器
MC33066中的誤差放大器經(jīng)過內(nèi)部補償，其直流開環(huán)增益超過70dB，輸入失調(diào)電壓低于10mV，保證了最小增益帶寬積能夠達到2.5MHz。誤差放大器的共模電壓范圍擴展為1.5V～5.1V，涵蓋了基準電壓。如果共模電壓低于1.5V，誤差放大器的輸出信號將被置為低電平，以提供最低的振蕩頻率。
誤差放大器的輸出電壓經(jīng)電阻RVFO向振蕩器最高頻率限制端（引腳3）提供偏置。為了抑制誤差放大器輸出電壓的波動，在誤差放大器的輸出端加入了箝位電路，以實現(xiàn)對振蕩器最高振蕩頻率的限制。在箝位電路的作用下，電阻RVFO上的電壓被限制在2.5V，這樣電流IOSC就被限制在了2.5V/RVFO。誤差放大器及箝位電路的原理圖參見圖5。
4.5 驅動輸出電路
MC33066中的驅動輸出電路的原理圖如圖6所示。圖中所示的圖騰柱式驅動輸出電路可以提供高達1.5A的灌電流或拉電流，能夠直接驅動功率MOSFET。當驅動1.0nF的容性負載時，驅動脈沖的上升時間和下降時間的典型值為20ns。
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