新型同步補償器直流側儲能電容值的選取方法
從圖2可以看出,輸出電壓波形比較復雜,SPWM(正弦波調(diào)制PWM)調(diào)制在調(diào)制波的各周期內(nèi),無法以調(diào)制波角頻率wS為基準,用傅立葉級數(shù)把它分解為調(diào)制波角頻率倍數(shù)的諧波,為此必須采用雙重傅立葉級數(shù)展開的方法,即采用以載波的角頻率wC為基準,考察其邊頻帶諧波分布的情況。
為了分析方便,將圖2所示的4個載波信號用“分段線性函數(shù)”來表示。這樣第n個(n=1,2,3,4分別表示從上到下的4個載波)三角載波的數(shù)學方程式可以寫成如下形式
其中k=0,1,2,3,。..。
正弦調(diào)制波的方程式為
假設n為某相對于調(diào)制波的諧波次數(shù);m為該相對于載波的諧波次數(shù)。則v的雙重傅立葉級數(shù)表達式為
根據(jù)式(3)和(4),通過數(shù)學運算,可以得到v的各級諧波的系數(shù)。需要指出的是對于五電平逆變器不同載波調(diào)制策略,其輸出相電壓和線電壓表達式不同。當所有載波同相位調(diào)制時,輸出線電壓的諧波最少,此時相電壓和線電壓的輸出分別如式(5)和(6)所示。
4 主從型逆變器輸出電壓的仿真研究
4.1 主從型逆變器仿真模型的建立
為了研究主從型逆變器的輸出特性,首先假定逆變器直流側的電壓恒定,逆變器中器件用理想開關來代替。構建主從型逆變器的仿真模型如圖3所示。
載波頻率與調(diào)制波頻率比值N的選擇對逆變器輸出電壓的諧波影響很大,N越大,諧波含量越少,但由于實際開關器件的限制,N不可能取得太大。另外,M取值的不同,逆變器輸出諧波含量不同。因此,以N、M為參數(shù),應用MATLAB的simulink仿真工具,給出了對N、M取不同值時,主從逆變器各部分輸出的線電壓波形,并通過FFT分析了諧波的頻譜特性。
4.2 仿真結果及分析
基于MATLAB的simulink仿真工具,根據(jù)影響逆變器輸出特性的主要參數(shù)調(diào)制比M和載波比N,給出了各種不同情形的仿真結果,驗證理論分析的正確性和電路結構的優(yōu)越性,所有的逆變器輸出電壓波形均為線電壓。由于所提出的電路結構類似于五電平電路,相電壓輸出均為五電平,但輸出線電壓卻不同。從仿真結果可以看出當調(diào)制比較低時(M》0.5 )線電壓輸出為五電平,調(diào)制比較大時(M》0.5)線電壓輸出為七電平或更高,諧波大大減少。
?。?)逆變器輸出線電壓仿真
逆變器輸出線電壓仿真波形如圖4~6。
從上述圖形可以看出,逆變器的輸出調(diào)制波形隨著調(diào)制比M的變化而發(fā)生變化,M不同,逆變器輸出逆變電壓擬合正弦波的程度是不同的。
?。?)諧波頻譜分布與載波比N的關系(調(diào)制比M不變)
利用FFT對所提出的逆變器的輸出電壓進行諧波分析,圖7所示為不同載波比且調(diào)制比不變情況下的相電壓輸出頻譜。
從圖中可以看出在調(diào)制比M不變的情況下,本文提出的主從逆變器結構的主逆變器輸出電壓,對于相電壓N次以下的諧波含量很低,但其第N次諧波的含量相對較大,所以在器件損耗及開關頻率允許的情況下,載波比應盡量大些。
(3)諧波頻譜分布與調(diào)制比M的關系(載波比N不變)
利用FFT對所提出的逆變器輸出電壓進行諧波分析,圖8所示為不同調(diào)制比M且載波比N不變的情況下相電壓輸出頻譜。
從圖8可以看出,相電壓的諧波含量受M的影響很大,對于本文中的這種主從型的逆變器,當M《0.5時,逆變器處于欠調(diào)制狀態(tài);當M》1時,逆變器處于過調(diào)制狀態(tài)。這兩種狀態(tài)下諧波頻譜中低次諧波的含量明顯增加,所以,設計系統(tǒng)時調(diào)制比應選擇在0.5
綜合以上分析,對于本文STATCOM的主從型結構逆變器,采用PWM的方法時,只要調(diào)制比M選擇合適,其電壓輸出對電網(wǎng)造成的低次諧波干擾是非常小的,而高次諧波可以通過采用電容高通濾波器很容易濾除。這充分表明了該結構在控制諧波方面的優(yōu)越性能。
5 結論
?。?)結合二極管箝位多電平逆變器和H橋級聯(lián)逆變器的結構特點,提出一種五電平的主從型逆變器結構:主逆變器采用二極管箝位三電平逆變器,從逆變器為三個H橋逆變器,主逆變器和從逆變器級聯(lián)連接,即二極管箝位三電平逆變器的每相輸出分別連到一個H橋逆變器的一個橋臂上,H橋逆變器的另外一個橋臂的輸出作為整個逆變器相電壓的輸出端。
(2)詳細討論了主從型逆變器輸出電壓的諧波分析方法。對本文提出的主從型逆變器輸出電壓進行了仿真研究,對比分析了影響主從型逆變器輸出電壓諧波的因素。
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