最高能效，最低成本: BC2

1 前言
最大限度地降低功率損耗，在不增加成本的前提下提高功率密度，是現(xiàn)代高能效開關電源面臨的主要挑戰(zhàn)。開關電源的設計目標是降低功率的通態(tài)損耗和開關損耗。
不顯著影響成本和功率密度而達到優(yōu)化功率通態(tài)損耗的目的是很難的，因為實現(xiàn)這個目標需要更多的材料，例如，晶片和銅線面積。與通態(tài)損耗不同，降低功率開關損耗而不會大幅提高電源成本比較容易做到。降低功率開關損耗有兩個主要方法：改進半導體技術的動態(tài)特性或電路拓撲。
采用碳化硅和氮化鎵等材料的新型二極管可大幅降低開關損耗。然而，這些新產品的能效成本比并不適用于大眾市場，如臺式機電腦和服務器電源。
本文重點論述的專利電路[1]采用軟開關法，能效/成本/功率密度/EMI比優(yōu)于碳化硅高壓肖特基二極管，因此符合市場預期。
1.1 二極管導通損耗
在200W～ 2000W之間的大眾市場電源通常需要一個連續(xù)導通（CCM）的功率因數校正器（PFC）。要想提高功率轉換器的功率密度，就應該提高開關頻率。然而，功率因數校正器的主要開關損耗是功率開關/整流器換向單元的損耗，提高開關頻率意味著更高的損耗。因為PN結二極管產生電壓電流交叉區(qū)損耗和反向恢復損耗 [2] ，如圖1.1所示，所以，主要功率損耗發(fā)生在功率開關的導通階段。

圖1 導通損耗與二極管類型和電流軟開關法對比:
(a)PN結二極管特性；(b)碳化硅和氮化鎵二極管特性；(c)電流軟開關特性。

為降低PN結二極管整流器引起的功率損耗，最近多家半導體廠家推出了采用碳化硅和氮化鎵技術的高壓肖特基二極管。盡管半導體廠商付出努力，但是仍然不能消除在晶體管導通過程中發(fā)生的電流電壓交叉區(qū)，如圖1（b）所示。與PN結二極管不同，碳化硅二極管能夠提高dI/dt，而二極管的反向恢復電流沒有提高。因此，開關時間變小，導通功率損耗也隨著變小，但是不能徹底消失。當今，為遵守EMI電磁干擾防護標準，在功率因數校正器設計內，碳化硅二極管導通dI/dt最大值約1000A/μs，而傳統(tǒng)的PN結二極管的dI/dt值為 300A/μs。
1.2 軟導通法
另一種降低導通損耗的方法是使用1個軟開關，增加1個小線圈L來控制dI/dt。該解決方案，消除了在晶體管導通過程中發(fā)生的電壓電流交叉區(qū)和PN結二極管反向恢復電流效應，如圖1（c）所示。電流軟開關解決方案不是新技術，但是必須達到相關的技術標準：
⑴ 在每個開關周期重置線圈L的電流（不管電流、輸入和輸出電壓如何變化）；
⑵ 無損恢復線圈貯存的感應能量；
⑶ 抑制半導體器件上的任何過壓和過流應力；
⑷ 當增加任何器件時保持成本不增加；
⑸ 保持相似的功率密度。
很多電路都可以分為兩大類：有源恢復電路和無源恢復電路。
1.3 有源恢復電路
在有源恢復電路中，零電壓轉換(ZVT)電路[3]是設計人員非常熟悉的電路，如圖2所示。 這種電路可以根除導通功率損耗和關斷功率損耗。

圖2 ZVT有源恢復電路

從理論上講，因為所有的開關損耗都被消除，零電壓轉換(ZVT)是功率因數校正（PFC）應用最理想的拓撲。此外，不管輸入和輸出功率如何變化，這種電路都能正常工作。然而，在實際應用中，升壓二極管DB的反向恢復電流對零電壓轉換電路的影響非常明顯，致使電感和最小占空比都受到一定程度的限制。因為小線圈L上的重置電流，D2的反向恢復電流包含高應力電壓和寄生阻尼振蕩。最后，PN結二極管的動態(tài)特性影響零電壓轉換(ZVT)電路的總體能效，因為這個晶體管的導通時間應該增加，而且為降低半導體器件遭受的電應力，必須增加一個有損緩沖器。
從成本上看，零電壓轉換(ZVT)電路需要增加一個功率MOSFET開關管和一個專用的PWM控制器。雖然市面有多種不同的零電壓轉換(ZVT)電路，但是仍然無法克服上述技術難題，而且高昂的成本根本不適合大眾市場應用。因此，無源恢復電路更有吸引力。
1.4 無源恢復電路
圖3所示電路是一個很好的無源恢復電路示例[4]，只需另外增兩個二極管和一個諧振電容。
當外部條件不變時，這個電路工作良好。不過，在功率因數校正應用中設計這種電路難度很大。這是因為小線圈的重置電流受到升壓二極管的反向恢復電流和外部電氣條件的限制。

圖3 無源恢復電路

盡管無損無源電路只需很少的元器件，不幸地是因為技術原因，這種電路在功率因數校正應用中不可行。這個示例表明，雖然電流緩沖法已被人們熟知，但是在不影響前文提到的5大標準的前提下，通過使用電流緩沖法恢復小線圈L的能量是目前無法克服的技術挑戰(zhàn)。

2 BC2:能量恢復電路
這個創(chuàng)新的電路[1]是按照軟開關標準設計的，如圖4所示。為恢復小線圈L貯存的電能，在升壓線圈LB附近新增2個二極管D1和D2和2個輔助線圈NS1和NS2。

圖4新型能量恢復電路:BC2

2.1 概念描述
當晶體管導通時，線圈NS1 在主升壓線圈內恢復升壓二極管DB的反向恢復電流IRM。因為交流輸入電壓調制LB電壓，所以它也調制NS1上的反射電壓。此外，這個輸入電壓還調制升壓二極管電流IDB及其相關的反向恢復電流IRM。這些綜合調制過程讓流經小線圈L的額外的反向恢復電流 IRM在線圈NS1內重置，即便是在最惡劣的情況下也是如此。當晶體管關斷時，輔助線圈NS2把小線圈L的額外電流注入到輸出電容。線圈NS2上的反射電壓與輸入電壓是一種函數關系，當交流電處于低壓時，反射電壓達到最大值，與小線圈L的最大電流值對應。這些綜合變化使流經小線圈L的電流通過二極管D2消失在體電容內，即便在最惡劣的情況下也是如此。當dI/dt斜率(大約10A/μs)較低時，例如，在開關轉換器的斷續(xù)模式下，這兩個附加線圈NS1和NS2用于關斷二極管D1和D2; 二極管的反向恢復電流不會影響電路特性。我們可以說，這個概念“在電路內回收電流”，因此稱之為BC2。
2.2 相位時序描述
變壓比m1和m2是線圈NS1和NS2分別與NP的比值。
⑴ 相位 [ t0前]
在t0前，BC2電路的特性與傳統(tǒng)升壓轉換器的特性相同。升壓二極管DB導通，通過體電容器發(fā)射主線圈能量。
⑵ 相位 [t0, t1]
在t0時，功率MOSFET導通，DB的電流等于I0。在t0+時，電流軟開關啟動，即在零電流時，功率MOSFET的電壓降至0V，無開關損耗。在t0后，流經小線圈L的電流線性升高，達到輸入電流I0和二極管反向恢復電流IRM的總和為止，而流經DB 的電流線性降至-IRM。
圖5真實地描述了這些電流的變化，并考慮到了m2變壓比。下面是晶體管TR和升壓二極管DB的dI/dt簡化表達式 :
此外，在t0+時，功率MOSFET的固有電容COSS被放電，電阻是晶體管的導通電阻RDS(on)。與功率校正電路不同，晶體管漏極上的電壓較低，因為VNS2反射電壓是從VOUT抽取的，這個特性讓BC2電路具有一個優(yōu)點，在低輸出負荷時，可以節(jié)省電能，利用下面的公式可以算出節(jié)省的電能：

因此，BC2還降低了關斷損耗。
⑶ 相位[t1, t2]
在t1+時，升壓二極管DB關斷，電流IRM被貯存小線圈內，IRM使DB結電容線性放電。同時，主線圈上的電壓極性發(fā)生變化，直到D1二極管導通為止。與此同時，IRM被變壓比m1降低，然后被發(fā)射到主線圈內。

圖5 每相的等效時序

圖6 每相的等效電路

因此，流經NS1的電流有助于給內部線圈LB放電，同時交流電源電壓給線圈Np施加偏壓。因為根據下面公式計算的反射電壓VNS1的原因，流經D1的電流IRM降至0A。
為保證斷續(xù)模式下的軟開關操作，流經D1的電流在t3前達到0A。因為當正弦波周期內的Vmains電壓達到最高值時，IRM電流達到最高值，所以tD1_ON時間趨勢支持功率因數校正應用，以及為消除二極管D1的反向恢復電流效應。因為反射電壓VNS1低的原因，必須使dI/dt_D1總是保持低斜率，通過下面公式計算dI/dt_D1:
不幸地是，在這個相位期間，升壓二極管DB被施加一個高反向電壓：
這個特性要求這種應用增加一個二極管。為此，意法半導體開發(fā)出1個優(yōu)化的二極管，使IRM 電流值與擊穿電壓達到精確平衡。
⑷ 相位[t2, t3]
在t2時，D1二極管的電流達到0A，BC2變成一個傳統(tǒng)的功率升壓轉換器。當功率晶體管保持通態(tài)時，在t3點，主LB線圈內和小L線圈內的電流上升到I1。
⑸ 相位 [t3, t4]
在t3時，功率晶體管關斷。這時，電容COSS電壓被小線圈L內貯存的電流線性充電，直到二極管D2導通為止；在關斷期間，功率開關上沒有過壓應力。
同時，主線圈上的電壓極性發(fā)生變化，直到DB二極管導通為止。一旦所有的二極管一起導通，輸出電流按圖5所示的方式配流。因為NS2的反射電壓的原因，D2的電流從I1開始降至0A，dI/dt斜率較低。相反，在t4時，DB的電流升到標稱值。
這種配流有利于BC2電路。事實上，在交流電壓較低的功率因數校正應用（例如90VRMS）中，最高增強電流是在二極管DB和D1之間機械分配。因此，整流階段的導通損耗得到改進。下面是反射電壓VNS2和D2導通時間的計算公式：
tD2_ON時間趨勢支持功率因數校正應用，因為Vmains 電壓最低時，I1電流最大。因此，即處在惡劣的條件下，例如，最低Vmains電壓下的高輸出負載電流，BC2電路仍然能夠保證斷續(xù)模式。此外，為消除二極管D2的反向恢復電流效應，由于反射電壓VNS2低的原因，必須使dI/dt_D2總是保持低斜率，通過下面公式計算dI/dt_D2
⑹ 相位 [t4, t5]
在t4時，D2二極管的電流達到0A，BC2變成一個傳統(tǒng)的功率升壓轉換器，只有升壓二極管DB導通。因為NS2上的反射電壓的原因，功率開關管的電壓低于Vout。因此，電容COSS在體電容內放電。在t0時，晶體管導通，節(jié)能電能。
2.3 BC2電路上的電壓應力
BC2電路需要使用一個擊穿電壓高于600V的特殊二極管。此外，還需要優(yōu)化二極管的反向恢復電流，以防功率晶體管在[t1-t2]相位遭受較高的電流。
意法半導體研制出BC2電路專用的3A、5A、8A、10A和16A的二極管，這些二極管采用不同類型的封裝（直插、通孔或貼裝）。
意法半導體推出了在一個封裝內嵌入2只二極管（圖4中的DB和D2）的新產品(STTH10BC065CT和STTH16BC065CT)，新產品的額定反向電壓值達到650V，散熱器用二極管與標準功率因數校正器用二極管完全相同。
為保持這個散熱器配置，意法半導體開發(fā)出續(xù)流二極管D1(STTH3BCF060 and STTH5BCF060)，該產品采用貼裝或直插式封裝，以便將其焊接在印刷電路板上。
針對大功率轉換器，意法半導體開發(fā)出獨立的采用通孔封裝的DB和D2二極管(STTH8BC065DI和STTH8BC060D)[附注]。
2.4計算m2和m1變壓比
為在[t1-t2]和[t3-t4]時序期間符合斷續(xù)模式，圖5所示的時間參數td1和td2應總是正值。根據典型連續(xù)導通模式（CCM）功率因數校正規(guī)則和tD1_ON和tD2_ON表達式，確定變壓比條件m1和m2不是難事。

其中：PIN是功率因數校正器的輸入功率，F(xiàn)s是開關頻率；VmainsRMS是RMS電壓最大值；IRMmax是在導通dI/dt和最高工作結溫條件下的反向恢復電流最大值。
2.5 小線圈L的電感計算
小線圈L的額定電感有幾種計算方式。例如，導通dI/dt的額定值可能是50A/μs；然后，根據二極管DB的IRM值計算變壓比m2和m1。不過，要想滿足設計規(guī)則，DB的反向電壓VRDB_reverse不得超過VRRM的75%，75%x650V=487V；如果VRDB_reverse高于487V，就應該降低小線圈L的電感值。因此，也應該提高小線圈L的dI/dt值和DB二極管的IRM值。因此，使VRDB_reverse低487V，必須重新計算變壓比m1和m2。但是，這種計算方法未能優(yōu)化小線圈L的電感及其尺寸。一個良好的方法最終應使小線圈的尺寸最小化。意法半導體開發(fā)出一個考慮以下所有參數的軟件工具：DB二極管的IRM與電流斜率dI/dt和結溫TJ對比、線圈L電感公差、導通功率損耗。這個軟件工具的研發(fā)目的是幫助設計人員根據應用條件選擇最佳的電感。表2列出了兩個采用BC2概念的功率因數校正應用示例。

3 450W功率因數校正器的BC2電路設計
為展示BC2電路的優(yōu)點，意法半導體開發(fā)出一個（90-264）VmainsRMS的通用系列450W功率因數校正器，該系列產品采用硬開關模式和1個標準均流式PWM控制器。從導通特性、能效和熱測量三個方面對BC2電路與8A碳化硅肖特基二極管進行了對比。
3.1 BC2設計
在評估BC2電路時使用了專用二極管，DB采用STTH8BC065
DI，D2采用STTH8BC060D，D1采用STTH5BCF060，如圖4所示。軟件給出了小線圈L的電感、變壓比m1和m2 與開關頻率的對比值，如表3所示。
3.2 BC2電路的典型波形
圖7所示是200kHz功率因數校正器的典型BC2波形。每次功率MOSFET導通時，就會發(fā)生一次電流軟開關操作。
這條曲線突出表明D1和D2二極管總是處于斷續(xù)模式。D1恢復DB的IRM電流，而D2通過功率因數校整體電容發(fā)送小線圈L貯存的電流。如前文所述，在[t0-t1]和[t4-t5]相位，一旦D2關斷，功率晶體管的漏極電壓立即降低，關斷損耗被消除。
3.3 能效比較
在兩個Vmains電壓和140kHz開關頻率條件時，對BC2和SiC二極管進行了能效比較，如圖8 (230VRMS)和圖9(90VRMS)所示。當電源電壓230VRMS時，在全負載條件下，BC2電路比8A碳化硅整流管省電2.25W，在100W時省電1W。
在低負載條件下，如[t0-t1]相位所述，因為BC2關斷損耗比碳化硅二極管低，NS2產生的反射電壓仍能提高BC2的能效。

圖7 Fs=200kHz時的典型BC2波形

一旦功率因數校正器進入斷續(xù)模式(100W)，碳化硅二極管與BC2電路的能效相同，如圖8所示。

圖8 在230VRMS時的能效對比

在90VRMS電壓時，軟開關法的優(yōu)點加上COSS 放電節(jié)省的電能，進一步加強了BC2電路的優(yōu)點。在450W輸出功率時，BC2比碳化硅二極管省電5.4W，在低負載下，因為無關斷損耗，BC2比碳化硅二極管省電1.7%。

圖9 在90VRMS時的能效對比

圖10突出了BC2電路軟開關法和COSS放電省電的優(yōu)勢，特別是在低負載下這種優(yōu)勢更加明顯。

圖10 在VmainsRMS=90V時，450W功率因數校正器的3個不同的輸出功率和3個開關頻率的能效對比

3.4 熱測量
電流軟開關法能夠降低開關晶體管的功率損耗，圖11所示是在一個功率因數校正應用中，BC2解決方案與碳化硅二極管在功率MOSFET晶體管上產生的溫度差(18℃)。
如果功率MOSFET晶體管的工作結溫相同，(Tj(avg))BC2解決方案可以讓散熱器變得更小。這樣，節(jié)省的空間抵消了BC2電路的小線圈L所占的空間。因此，BC2電路擁有與碳化硅二極管解決方案相同的功率密度。
雖然采用熱優(yōu)化技術，但是，當功率MOSFET的RDS(on)導致結溫Tj(avg)上升到90℃時，采用BC2的解決方案的能效略有降低，不過BC2概念的能效還是高于碳化硅二極管。因此，在圖11和圖9所示的90VRMS能效比較中，應該從Poutx[1/(SiC_efficiency)–1/(BC2_efficiency)]= 5.4W的省電數值中扣除0.75W。
總之，BC2電路的功率密度和能效均優(yōu)于碳化硅二極管。

圖11 溫度測比較

另一種優(yōu)化BC2概念的方法，是縮減功率MOSFET晶體管的有效面積，獲得與碳化硅二極管相同的能效。
在圖11所給的示例中，至少可以去除一個功率 MOSFET開關管。這樣，隨著導通電阻RDS(on) 增加，開關管的功率損耗不必再乘以2。實際上，整體功率損耗降低的另一個原因是MOSFET等效電容COSS也被削減一半。
在圖11的示例中，一個導通電阻RDS(on)小于0.46Ω、輸出功率450W的功率MOSFET與一個碳化硅二極管和兩個并聯(lián)功率MOSFET的結構的能效相同。
這個功耗優(yōu)化方法對大眾市場應用的吸引力:BC2解決方案應考慮到意法半導體的能效概念和節(jié)省一支功率MOSFET。
BC2概念的成本效益高于碳化硅二極管解決方案。

3.5 BC2設計工具
意法半導體開發(fā)出一個軟件工具，能夠幫助設計人員根據電源規(guī)格快速確定BC2拓撲的規(guī)格。

圖12 BC2設計工具

該軟件設計工具可以提供微型線圈和主功率因數校正器的輔助線圈的參數、二極管選型和功率MOSFET的RDS(on)。還可算出每個組件的功率損耗，并與使用一個碳化硅二極管的功率因數校正器對比。

4 結論
BC2電路使用一個軟開關法，通過一個獨特的無損恢復電路幫助電源設計人員實現(xiàn)最高能效目標。
意法半導體推出了BC2概念專用二極管，以提高連續(xù)導通功率因數校正器（CCM PFC）的性能，如表4所示。
此外，把BC2概念用于大眾市場和高端功率因數校正器，是設計人員支持現(xiàn)有市場能效推薦標準的理想選擇。例如，在電源額定功率20%、50%和100%負載下能效高于80%的銅牌、銀牌和金牌80 Plus能效標準。
BC2及其功率組件特別適用于升壓或降壓轉換器，這兩種器件是太陽能逆變器或計算機和電信設備的開關電源（SMPS）的常用功率器件。
附注
詳情聯(lián)系當地的意法半導體銷售處。

參考文獻
[1] Benot Peron, Auxiliary switching circuit for a chopping converter, Patent No: US 6,987,379 B2, June 2006
[2] Rivet, 《New Solution to Optimize Diode Recovery in PFC Boost Converter》 PCIM 2000.
[3] Jim Noon, UC3855A/B High Performance Power Factor Preregulator -Texas Instrument- application report- SLUA146A
[4] Brian T, Irving and M. Jovanovic 《Analysis, Design and Performance Evaluation of Flying-Capacitor Passive Lossless Snubber applied to PFC Boost Converter》, APEC 2002, pp. 503 - 508 vol.1.