一種新型的ZVS-PWM-MR Boost變換器
英飛凌汽車電子生態(tài)圈
1．概 述
小型輕量化是目前開關電源類產(chǎn)品的追求目標，實現(xiàn)這一目標的主要手段是提高開關頻率。然而開關頻率的提高會帶來開關損耗增加、嚴重的電磁干擾（EMI）等問題，這些都限制了開關頻率的進一步提高。軟開關技術的出現(xiàn)能很好的解決這些問題，但是目前軟開關技術的發(fā)展還不夠完善，存在著不少問題，如在實現(xiàn)所有開關管的軟開關、降低電壓和電流應力以及在較寬的輸入和負載范圍內(nèi)實現(xiàn)軟開關等方面還有待進一步的發(fā)展[1,3]。
本文提出了一種Boost變換器的軟開關實現(xiàn)方法，它實現(xiàn)了所有開關管的軟開關，這不僅能降低開關損耗，更能顯著降低電磁干擾（EMI），同時它還具有和Boost硬開關變換器相同的電壓、電流應力，且能在與Boost硬開關變換器近似相同的輸入和負載調(diào)節(jié)范圍內(nèi)實現(xiàn)軟開關。
2．工作原理
變換器的原理圖如圖1，其中D1、D2和C1、C2分別是開關管S1和S2的寄生二極管和寄生電容，在傳統(tǒng)硬開關Boost變換器的基礎上增加了開關管S2、二極管D3、D4和電感L ，它們與C1、C2共同構成了諧振網(wǎng)絡。
圖1 變換器電路原理圖
為便于分析，假定Lf和Cf足夠大，則輸入可等效為電流源，輸出等效為電壓源。
圖2 變換器主要工作波形
(a) 在t0之前，S1關斷，S2導通，電感L通過S2、D3續(xù)流，保持能量，等效電路圖如圖3（g）。在t0時刻，S2關斷，電感L上儲存的能量給C2充電，C2上電壓持續(xù)上升直至達到V0，此后D4自然導通，將Vc2鉗位至V0。此階段S2零電壓關斷，D4零電壓導通。
(b)在此階段，L繼續(xù)通過D4、負載和D3通路放電，至t2時刻電感電流降至零，D3和D4自然關斷。此階段D3和D4零電流關斷。在（a）、（b）階段輸入電流均全部流經(jīng)整流二極管Do。
(c)電感電流降至零以后L與C1、C2形成諧振，電感電流改變方向，這時通過整流二極管Do的電流將是輸入電流Ii和諧振電流IL的和，其峰值為IDomax＝Ii+Vo/Ze，其中
。這是整個周期內(nèi)唯一一次過沖，但由于寄生電容的值較小，通過適當?shù)娜≈悼墒蛊溥h小于L，這樣IDomax≈Ii，與傳統(tǒng)硬開關變換器相應的值相同。
(d)通過前一階段的多諧振，將C1、C2上儲存的能量放掉，t3時刻C1、C2上電壓，也即是開關管S1、S2漏源極間的電壓降至零，故此時可在ZVS條件下開通S1和S2。由于L的存在，通過S1、S2的電流線升，故S1和S2開通時也處于零電流狀態(tài)。同時，通過Do的電流線性下降，至t4時刻IL上升至I0，IDo下降至零，Do自然關斷。
(e)在此階段輸入電流全部流經(jīng)開關管S1、S2，這與傳統(tǒng)硬開關Boost變換器中的升壓電感儲能階段類似。PWM控制的實現(xiàn)也是通過調(diào)節(jié)此階段時間的長短來實現(xiàn)的。
(f)在t5時刻關斷S1，則其寄生電容被充電，電壓線性上升，故S1是ZVS關斷。同時Do兩端的電壓線性下降，至t6時刻VC1上升至Vo，VDo下降降至零，則Do在ZVS條件下開通。
(g)此階段與傳統(tǒng)硬開關Boost變換器中的升壓電感向負載釋放能量階段類似，輸入電流全部經(jīng)整流二極管Do流向負載側(cè)。與傳統(tǒng)硬開關變換器不同的是，諧振電感L通過S2、D3形成續(xù)流通路而保持能量。至t7時刻S2關斷，完成一個循環(huán)周期。
3． 軟開關實現(xiàn)條件
1）時間條件
從上述工作原理的分析可很容易的得到實現(xiàn)軟開關的時間條件為：S2的關斷時間應滿足
， S1的開通時間應滿足
。同時應注意到由于諧振電容的值很小，諧振階段在整個開關周期中所占比例是很小的，在忽略諧振階段的情況下，該變換器的輸出-輸入調(diào)節(jié)比為
，其中
，這與傳統(tǒng)硬開關Boost變換器是相同的，因此該變換器與傳統(tǒng)硬開關Boost變換器具有相同的輸入與負載調(diào)節(jié)范圍。
2）能量條件
此變換器實現(xiàn)軟開關的能量條件是在[t0－t1]時間段結束時，應保證C2能充電至Vo。由于采用開關管的寄生電容作為諧振電容，故對于某一特定的變換器，C1和C2的值是確定的，需要選擇的是諧振電感L的值。在[t0－t1]階段，有
及初始條件
4．仿真驗證
為驗證此軟開關變換器的工作情況，設計了一個開關頻率為100 kHz，功率為50 W的Boost變換器，各開關管的電壓、電流波形如圖4所示，可以看出，所有的開關管都實現(xiàn)了軟開關，因此波形都較為干凈，基本不存在開關噪聲，這也意味著較低的電磁干擾（EMI）。
5．結 論
本文提出了一種新型的ZVS-PWM Boost變換器，詳細分析了其工作原理，并進行了驗證，結果表明它能實現(xiàn)所有開關管的軟開關，有效降低了電磁干擾，并具有較低的電壓、電流應力。
參考文獻
[1] B.P. Divakar and Ioinovici,A. PWM converter with low stress and zero capacitive turn-on losses. IEEE Trans on Aerospace and Electronic System,vol.33,No.3. pp. 913-920,July 1997.
[2] Yungtaek Jang and Milan M. Jovanovic. A new, soft-switched, high-power-factor Boost converter with IGBTs. IEEE Trans on Power Electronics,vol.17, No.4. pp. 469-476,July 2002.
[3] 阮新波，嚴仰光. 直流開關電源的軟開關技術. 北京：科學出版社
小型輕量化是目前開關電源類產(chǎn)品的追求目標，實現(xiàn)這一目標的主要手段是提高開關頻率。然而開關頻率的提高會帶來開關損耗增加、嚴重的電磁干擾（EMI）等問題，這些都限制了開關頻率的進一步提高。軟開關技術的出現(xiàn)能很好的解決這些問題，但是目前軟開關技術的發(fā)展還不夠完善，存在著不少問題，如在實現(xiàn)所有開關管的軟開關、降低電壓和電流應力以及在較寬的輸入和負載范圍內(nèi)實現(xiàn)軟開關等方面還有待進一步的發(fā)展[1,3]。
本文提出了一種Boost變換器的軟開關實現(xiàn)方法，它實現(xiàn)了所有開關管的軟開關，這不僅能降低開關損耗，更能顯著降低電磁干擾（EMI），同時它還具有和Boost硬開關變換器相同的電壓、電流應力，且能在與Boost硬開關變換器近似相同的輸入和負載調(diào)節(jié)范圍內(nèi)實現(xiàn)軟開關。
2．工作原理
變換器的原理圖如圖1，其中D1、D2和C1、C2分別是開關管S1和S2的寄生二極管和寄生電容，在傳統(tǒng)硬開關Boost變換器的基礎上增加了開關管S2、二極管D3、D4和電感L ，它們與C1、C2共同構成了諧振網(wǎng)絡。
為便于分析，假定Lf和Cf足夠大，則輸入可等效為電流源，輸出等效為電壓源。
(a) 在t0之前，S1關斷，S2導通，電感L通過S2、D3續(xù)流，保持能量，等效電路圖如圖3（g）。在t0時刻，S2關斷，電感L上儲存的能量給C2充電，C2上電壓持續(xù)上升直至達到V0，此后D4自然導通，將Vc2鉗位至V0。此階段S2零電壓關斷，D4零電壓導通。
(b)在此階段，L繼續(xù)通過D4、負載和D3通路放電，至t2時刻電感電流降至零，D3和D4自然關斷。此階段D3和D4零電流關斷。在（a）、（b）階段輸入電流均全部流經(jīng)整流二極管Do。
(c)電感電流降至零以后L與C1、C2形成諧振，電感電流改變方向，這時通過整流二極管Do的電流將是輸入電流Ii和諧振電流IL的和，其峰值為IDomax＝Ii+Vo/Ze，其中
(d)通過前一階段的多諧振，將C1、C2上儲存的能量放掉，t3時刻C1、C2上電壓，也即是開關管S1、S2漏源極間的電壓降至零，故此時可在ZVS條件下開通S1和S2。由于L的存在，通過S1、S2的電流線升，故S1和S2開通時也處于零電流狀態(tài)。同時，通過Do的電流線性下降，至t4時刻IL上升至I0，IDo下降至零，Do自然關斷。
(e)在此階段輸入電流全部流經(jīng)開關管S1、S2，這與傳統(tǒng)硬開關Boost變換器中的升壓電感儲能階段類似。PWM控制的實現(xiàn)也是通過調(diào)節(jié)此階段時間的長短來實現(xiàn)的。
(f)在t5時刻關斷S1，則其寄生電容被充電，電壓線性上升，故S1是ZVS關斷。同時Do兩端的電壓線性下降，至t6時刻VC1上升至Vo，VDo下降降至零，則Do在ZVS條件下開通。
(g)此階段與傳統(tǒng)硬開關Boost變換器中的升壓電感向負載釋放能量階段類似，輸入電流全部經(jīng)整流二極管Do流向負載側(cè)。與傳統(tǒng)硬開關變換器不同的是，諧振電感L通過S2、D3形成續(xù)流通路而保持能量。至t7時刻S2關斷，完成一個循環(huán)周期。
3． 軟開關實現(xiàn)條件
1）時間條件
從上述工作原理的分析可很容易的得到實現(xiàn)軟開關的時間條件為：S2的關斷時間應滿足
2）能量條件
此變換器實現(xiàn)軟開關的能量條件是在[t0－t1]時間段結束時，應保證C2能充電至Vo。由于采用開關管的寄生電容作為諧振電容，故對于某一特定的變換器，C1和C2的值是確定的，需要選擇的是諧振電感L的值。在[t0－t1]階段，有
4．仿真驗證
為驗證此軟開關變換器的工作情況，設計了一個開關頻率為100 kHz，功率為50 W的Boost變換器，各開關管的電壓、電流波形如圖4所示，可以看出，所有的開關管都實現(xiàn)了軟開關，因此波形都較為干凈，基本不存在開關噪聲，這也意味著較低的電磁干擾（EMI）。
5．結 論
本文提出了一種新型的ZVS-PWM Boost變換器，詳細分析了其工作原理，并進行了驗證，結果表明它能實現(xiàn)所有開關管的軟開關，有效降低了電磁干擾，并具有較低的電壓、電流應力。
參考文獻
[1] B.P. Divakar and Ioinovici,A. PWM converter with low stress and zero capacitive turn-on losses. IEEE Trans on Aerospace and Electronic System,vol.33,No.3. pp. 913-920,July 1997.
[2] Yungtaek Jang and Milan M. Jovanovic. A new, soft-switched, high-power-factor Boost converter with IGBTs. IEEE Trans on Power Electronics,vol.17, No.4. pp. 469-476,July 2002.
[3] 阮新波，嚴仰光. 直流開關電源的軟開關技術. 北京：科學出版社
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