數(shù)字控制級聯(lián)式雙向DC-DC變換器的研究

雙向DC-DC變換器具有雙向能量流動的能力, 是典型的“一機兩用”設(shè)備,目前研究的幾種BDC 拓撲存在下面的幾個缺陷：（1）隔離型Buck/Boost BDC 因含有的隔離型Boost 變換器，存在開關(guān)管電壓尖峰大的問題，難以抑制；（2）移相式BDC 通過變壓器漏感（或少量串聯(lián)電感）傳遞能量，存在環(huán)流能量大的問題，不適于寬調(diào)壓范圍應(yīng)用；（3）反激式BDC 采用耦合電感傳輸能量，限制了傳輸功率等級；（4）Cuk 型BDC 和Sepic/Zeta型BDC 由于其電路拓撲比較復雜，且能量傳輸過程環(huán)節(jié)較多，實際應(yīng)用較少。

近年來, 隨著DSP等數(shù)字處理器芯片的快速發(fā)展，相對于模擬控制而言，數(shù)字控制的優(yōu)點越來越突出。數(shù)字化處理和控制，可避免模擬信號傳遞的畸變、失真，減少雜散信號的干擾；用軟件形式的數(shù)值計算實現(xiàn)模擬硬件電路的功能，因此控制電路的硬件結(jié)構(gòu)可以簡化，外圍器件數(shù)目可以減少；數(shù)字電源基本不受元件性能變化的影響，電源一致性好，可靠性高.

因此,基于上述內(nèi)容,本文提出了構(gòu)建于LF2407型DSP控制的硬件平臺之上的由Buck/Boost 電路和雙向半橋直流變換器構(gòu)成的級聯(lián)式雙向DC-DC變換器,它具有的優(yōu)點是：（a）兩部分可分別優(yōu)化設(shè)計；（b）功率密度高；（c）兩部分變比的倍乘關(guān)系，適用于大變比變換的應(yīng)用場合； (d)簡化系統(tǒng)硬件設(shè)計、減少了元件數(shù)量、改善了系統(tǒng)可靠性。同時,本文研究了一種適用于Boost變換器的無源軟開關(guān)電路,利用諧振實現(xiàn)開關(guān)管的ZVS。

2雙向DC-DC變換器基本結(jié)構(gòu)及工作原理

圖 1 級聯(lián)式雙向DC－DC變換器主電路

由圖1可以看出，前級采用雙向半橋DCT，后級采用不隔離Buck/Boost BDC。在Buck/Boost電路中增加了無源軟開關(guān)電路. 升壓模式下的工作過程分為9個模式. 其中電源為Uin,L1為儲能電感,續(xù)流二極管D5,濾波電容Cm構(gòu)成了Boost變換器的主電路.電感L2,二極管D2,D3,D4, 電容C6,C7組成輔助電路.通過諧振電感L2實現(xiàn)S6的零電流開通,諧振電容C7可以實現(xiàn)S6的零電壓關(guān)斷.由于濾波電感L1和輸出濾波電容Cm相對于諧振電感和電容大許多,并且軟開關(guān)電路的工作過程很短,因此假定在輔助電路工作時,流過L1的電流和輸出電壓Vo保持恒定.

模態(tài)1 模態(tài)2

模態(tài)3 模態(tài)4

模態(tài)5 模態(tài)6

模態(tài)7 模態(tài)8

模態(tài)9

圖 2 升壓模式下后級工作模態(tài)

模態(tài)1(t1tt2) t1時刻前,開關(guān)管S6處于關(guān)斷,儲存于L1中的能量通過S5的反并二極管D5傳送到負載.當S6在t1時刻開通后,流過D5中的電流線形減小,同時電感L2中的電流從零開始增大.

模態(tài)2(t2tt3)當流過D5中的電流降到0以后,D3開始導通.L2和C6,C7開始諧振,C7中的能量通過C7-C6-L2-S6回路釋放.結(jié)果,L2中的電流包含了流經(jīng)L1中的電流和諧振電流.當諧振過程完成后,儲存在C7中的能量轉(zhuǎn)移至C6,C6的電壓上升到輸出電壓Vo.

模態(tài)3(t3tt4)當C7的電壓降至0以后,二極管D2導通,因此L2和C6通過D2和D3開始諧振.隨著L2中的電流的不斷減小,C6的電壓繼續(xù)升高.

模態(tài)4(t4tt5)當L2中的電流和L1中的電流相同時,開關(guān)管導通過程完成,C6和C7的電壓保持定值.此時,變換器工作狀態(tài)和傳統(tǒng)的boost電路一樣.

模態(tài)5(t5tt6) 當開關(guān)管S6在t5時刻關(guān)斷,流經(jīng)主功率管的電流完全轉(zhuǎn)移到C7和D2上.直至C7中的電壓增至輸出電壓Vo.

模態(tài)6(t6tt7) D4在t6時刻導通,電容C6通過D4放電.

模態(tài)7(t7tt8)當C7中的電壓上升至輸出電壓Vo時,D3在t7時刻導通.流經(jīng)L2中的電流通過D3和D4傳至負載.從而,L2中的電流繼續(xù)減小.

模態(tài)8(t8tt9)當L2中的電流減小到0以后, L2中將不再有電流通過直到S6再次導通.

模態(tài)9(t9tt10) 當C6中的電壓在t8時刻降至0以后,另一個開關(guān)模態(tài)開始.反并二極管D5導通.

圖 3 升壓模式下關(guān)鍵波形

升壓模式工作(能量從Uin側(cè)流向Uo側(cè))時，電感電流平均值為正.雙向半橋直流變換器中S1、S2、S3和S4相同固定占空比，且S1、S3和S2、S4互補導通。通過對S6的可控調(diào)節(jié)，從而實現(xiàn)升壓模式下的穩(wěn)壓輸出。

降壓模式工作(能量從Uo側(cè)流向Uin側(cè))時，電感電流平均值為負，與升壓模式時類似。S1、S2、S3和S4的驅(qū)動信號不變，封鎖S6的脈沖信號，受控開關(guān)為S5。

3雙向DC－DC變換器的數(shù)字實現(xiàn)

圖4 DC－DC變換器數(shù)字控制系統(tǒng)流程

圖4為雙向變換器數(shù)字控制系統(tǒng)的流程圖，經(jīng)過AD轉(zhuǎn)換得到的電壓電流數(shù)字信號被送至數(shù)字信號處理器進行PI調(diào)節(jié)。DPWM把控制信息轉(zhuǎn)化為PWM脈寬信號，通過對占空比的調(diào)節(jié)從而得到理想的輸出電壓和電流。

由于TMS320LF2407內(nèi)部帶有ADC模塊，因此，輸出電壓值通過電壓LEM采樣反饋給DSP的ADC模塊，在AD中斷程序里讀取采樣值，然后進行數(shù)字PI調(diào)節(jié)，使輸出穩(wěn)壓。

為了實現(xiàn)Boost和Buck模式的自由切換，必須對副邊電壓進行采樣。當電壓高于特定值時，通過對Buck/Boost級開關(guān)管的控制實現(xiàn)變換器的反向運行,從而給原邊的蓄電池進行恒流充電。為了使電池容量恢復到100％，必須允許一定的過充電，過充電反應(yīng)發(fā)生后，電池的電壓迅速上升，達到一定數(shù)值后，上升速率減小，然后電池電壓開始緩慢下降。此時為了維持電池容量,須將均充改為浮充,即對蓄電池進行恒壓充電,因此同樣要對蓄電池的電壓進行采樣.

數(shù)字PI調(diào)節(jié)采用的是增量式PI控制,離散后的數(shù)字PI算法表達式為:

(a)

:比例系數(shù); :積分系數(shù); :本次誤差; :本次控制量輸出

依此類推:

(b)

(a)-(b)得到增量式數(shù)字PI控制算法表達式如下:

(c)

式(c)中的 即為數(shù)字調(diào)節(jié)器輸出控制量的增量。

所以,最終輸出的控制量為:

(d)

主程序流程圖和ADC的中斷服務(wù)程序流程圖分別如圖5和圖6所示。

圖 5主程序流程圖

圖6 ADC的中斷服務(wù)程序流程圖

4實驗結(jié)果

根據(jù)上述主電路工作原理分析，為證實數(shù)字化控制方法的可行性，研制了一臺實驗樣機,開關(guān)頻率為100kHz,所選用元器件參數(shù)如下:S1，S2 選用IRF460，S3,S4,S5和S6為IRFP150N。Uin為2節(jié)蓄電池串連(單個12V，50A·h／10h)；C1為470uF，C2,C3為220uF,C4,C5為2200uF,C6為500nF,C7w為10nF,Cm為100uF,Cf100uF,L1為86uH,L2為6uH.Dsp芯片用TMS320LF2407A，電壓采樣LEM為VSM025A，原邊額定電流1OmA，副邊對應(yīng)電流25mA；電流采樣LEMCSM025LA，原邊額定電流25A，副邊對應(yīng)電流25mA。

圖7 S6導通時的電壓電流波形

圖8 S6關(guān)斷時的電壓電流波形

圖9 S3，S4的gs和ds波形

圖10 S1，S2的gs和ds波形

圖11 恒流充電時電感電流采樣電阻電壓

5結(jié)論

本文通過對級聯(lián)式雙向DC-DC變換器原理的分析,并在數(shù)字控制的硬件基礎(chǔ)之上,實驗和驗證了文中所提到的控制方案的可行性和有效性。該方案簡化了硬件電路,通過軟件實現(xiàn)了電路的穩(wěn)壓輸出和對蓄電池的恒流恒壓充電。

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