反激電源參考設計來自PI工程師的技巧與提示

文章1. 反激式電源中的鐵氧體磁放大器

對于兩個輸出端都提供實際功率(5V 2A和12V 3A，兩者都可實現(xiàn)± 5%調節(jié))的雙路輸出反激式電源來說，當電壓達到12V時會進入零負載狀態(tài)，而無法在5%限度內(nèi)進行調節(jié)。線性穩(wěn)壓器是一個可實行的解決方案，但由于價格昂貴且會降低效率，仍不是理想的解決方案。我們建議的解決方案是在12V輸出端使用一個磁放大器，即便是反激式拓撲結構也可使用。

為了降低成本，建議使用鐵氧體磁放大器。然而，鐵氧體磁放大器的控制電路與傳統(tǒng)的矩形磁滯回線材料(高磁導率材料)的控制電路有所不用。鐵氧體的控制電路(D1和Q1)可吸收電流以便維持輸出端供電。

該電路已經(jīng)過全面測試。變壓器繞組設計為5V和13V輸出。該電路在實現(xiàn)12V輸出± 5%調節(jié)的同時，甚至還可以達到低于1W的輸入功率(5V 300 mW和12V零負載)。

圖1

文章2. 使用現(xiàn)有的消弧電路提供過流保護

考慮一下5V 2A和12V 3A反激式電源。該電源的關鍵規(guī)范之一便是當12V輸出端達到空載或負載極輕時，對5V輸出端提供過功率保護(OPP)。這兩個輸出端都提出了± 5%的電壓調節(jié)要求。

對于通常的解決方案來說，使用檢測電阻會降低交叉穩(wěn)壓性能，并且保險絲的價格也不菲。而現(xiàn)在已經(jīng)有了用于過壓保護(OVP)的消弧電路。該電路能夠同時滿足OPP和穩(wěn)壓要求，使用部分消弧電路即可實現(xiàn)該功能。

從圖1可以看出，R1和VR1形成了一個12V輸出端有源假負載，這樣可以在12V輸出端輕載時實現(xiàn)12V電壓調節(jié)。在5V輸出端處于過載情況下時，5V輸出端上的電壓將會下降。假負載會吸收大量電流。R1上的電壓下降可用來檢測這一大量電流。Q1導通并觸發(fā)OPP電路。

圖2

文章 3. 有源并聯(lián)穩(wěn)壓器與假負載

在線電壓AC到低壓DC的開關電源產(chǎn)品領域中，反激式是目前最流行的拓撲結構。這其中的一個主要原因是其獨有的成本效益，只需向變壓器次級添加額外的繞組即可提供多路輸出電壓。

通常，反饋來自對輸出容差有最嚴格要求的輸出端。然后，該輸出端會定義所有其它次級繞組的每伏圈數(shù)。由于漏感效應的存在，輸出端不能始終獲得所需的輸出電壓交叉穩(wěn)壓，特別是在給定輸出端因其它輸出端滿載而可能無負載或負載極輕的情況下更是如此。

可以使用后級穩(wěn)壓器或假負載來防止輸出端電壓在此類情況下升高。然而，由于后級穩(wěn)壓器或假負載會造成成本增加和效率降低，因而它們?nèi)狈ψ銐虻奈Γ貏e是在近年來對多種消費類應用中的空載和/或待機輸入功耗的法規(guī)要求越來越嚴格的情況下，這一設計開始受到冷落。圖1中所示的有源并聯(lián)穩(wěn)壓器不僅可以解決穩(wěn)壓問題，還能夠最大限度地降低成本和效率影響。

圖3：用于多路輸出反激式轉換器的有源并聯(lián)穩(wěn)壓器。

該電路的工作方式如下：兩個輸出端都處于穩(wěn)壓范圍時，電阻分壓器R14和R13會偏置三極管Q5，進而使Q4和Q1保持在關斷狀態(tài)。在這樣的工作條件下，流經(jīng)Q5的電流便充當5V輸出端很小的假負載。

5V輸出端與3.3V輸出端的標準差異為1.7V。當負載要求從3.3V輸出端獲得額外的電流，而從5V輸出端輸出的負載電流并未等量增加時，其輸出電壓與3.3V輸出端的電壓相比將會升高。由于電壓差異約超過100 mV，Q5將偏置截止，從而導通Q4和Q1并允許電流從5V輸出端流到3.3V輸出端。該電流將降低5V輸出端的電壓，進而縮小兩個輸出端之間的電壓差異。

Q1中的電流量由兩個輸出端的電壓差異決定。因此，該電路可以使兩個輸出端均保持穩(wěn)壓，而不受其負載的影響，即使在3.3V輸出端滿載而5V輸出端無負載這樣最差的情況下，仍能保持穩(wěn)壓。設計中的Q5和Q4可以提供溫度補償，這是由于每個三極管中的VBE溫度變化都可以彼此抵消。二極管D8和D9不是必需的器件，但可用于降低Q1中的功率耗散，從而無需在設計添加散熱片。

該電路只對兩個電壓之間的相對差異作出反應，在滿載和輕負載條件下基本不起作用。由于并聯(lián)穩(wěn)壓器是從5V輸出端連接到3.3V輸出端，因此與接地的并聯(lián)穩(wěn)壓器相比，該電路的有源耗散可以降低66%。其結果是在滿載時保持高效率，從輕負載到無負載的功耗保持較低水平。

文章4. 采用StackFET.的高壓輸入開關電源

使用三相交流電進行工作的工業(yè)設備常常需要一個可以為模擬和數(shù)字電路提供穩(wěn)定低壓直流電的輔助電源級。此類應用的范例包括工業(yè)傳動器、UPS系統(tǒng)和能量計。

此類電源的規(guī)格比現(xiàn)成的標準開關所需的規(guī)格要嚴格得多。不僅這些應用中的輸入電壓更高，而且為工業(yè)環(huán)境中的三相應用所設計的設備還必須容許非常寬的波動—包括跌落時間延長、電涌以及一個或多個相的偶然丟失。而且，此類輔助電源的指定輸入電壓范圍可以達到57 VAC至580 VAC之寬。

設計如此寬范圍的開關電源可以說是一大挑戰(zhàn)，主要在于高壓MOSFET的成本較高以及傳統(tǒng)的PWM控制環(huán)路的動態(tài)范圍的限制。StackFET技術允許組合使用不太昂貴的、額定電壓為600V的低壓MOSFET和Power Integrations提供的集成電源控制器，這樣便可設計出簡單便宜并能夠在寬輸入電壓范圍內(nèi)工作的開關電源。

圖4：采用StackFET技術的三相輸入3W開關電源。

該電路的工作方式如下：電路的輸入端電流可以來自三相三線或四線系統(tǒng)，甚至來自單相系統(tǒng)。三相整流器由二極管D1-D8構成。電阻R1-R4可以提供浪涌電流限制。如果使用可熔電阻，這些電阻便可在故障期間安全斷開，無需單獨配備保險絲。pi濾波器由C5、C6、C7、C8和L1構成，可以過濾整流直流電壓。

電阻R13和R15用于平衡輸入濾波電容之間的電壓。

當集成開關(U1)內(nèi)的MOSFET導通時，Q1的源端將被拉低，R6、R7和R8將提供柵極電流，并且VR1到VR3的結電容將導通Q1。齊納二極管VR4用于限制施加給Q1的柵極源電壓。當U1內(nèi)的MOSFET關斷時，U1的最大化漏極電壓將被一個由VR1、VR2和VR3構成的450 V箝位網(wǎng)絡箝位。這會將U1的漏極電壓限制到接近450 V。

與Q1相連的繞組結束時的任何額外電壓都會被施加給Q1。這種設計可以有效地分配Q1和U1之間的整流輸入直流電壓和反激式電壓總量。電阻R9用于限制開關切換期間的高頻振蕩，由于反激間隔期間存在漏感，箝位網(wǎng)絡VR5、D9和R10則用于限制初級上的峰值電壓。

輸出整流由D1提供。C2為輸出濾波器。L2和C3構成次級濾波器，以減小輸出端的開關紋波。

當輸出電壓超過光耦二極管和VR6的總壓降時，VR6將導通。輸出電壓的變化會導致流經(jīng)U2內(nèi)的光耦二極管的電流發(fā)生變化，進而改變流經(jīng)U2B內(nèi)的晶體管的電流。當此電流超出U1的FB引腳閾值電流時，將抑制下一個周期。輸出穩(wěn)壓可以通過控制使能及抑制周期的數(shù)量來實現(xiàn)。一旦開關周期被開啟，該周期便會在電流上升到U1的內(nèi)部電流限制時結束。R11用于限制瞬態(tài)負載時流經(jīng)光耦器的電流，以及調整反饋環(huán)路的增益。電阻R12用于偏置齊納二極管VR6。

IC U1 (LNK 304)具有內(nèi)置功能，因此可根據(jù)反饋信號消失、輸出端短路以及過載對該電路提供保護。由于U1直接由其漏極引腳供電，因此不需要在變壓器上添加額外的偏置繞組。C4用于提供內(nèi)部電源去耦。

文章5. 使用TopSwitch.-GX設計正激式轉換器

該電路能確保變壓器在每個周期進行復位，因此可大大簡化使用TopSwitch-GX設計正激式轉換器的過程。

圖5：正激式轉換器復位檢測方案。

檢測電路與正激式轉換器偏置繞組配合使用可以檢測關斷期間的電壓波形。當此間電壓較高時，信號會應用于TopSwitch-GX L引腳，使其斷開與S引腳的連接，從而抑制內(nèi)部MOSFET開始另一個導通周期。當偏置繞組上的電壓信號開始衰弱時，即表示變壓器已經(jīng)復位，L引腳與S引腳相連，開關已開啟。

文章6. 選擇好的整流二極管可以簡化AC/DC轉換器中的EMI濾波器電路并降低其成本

該電路可以簡化AC/DC轉換器中的EMI濾波器電路并降低其成本。

要使AC/DC電源符合EMI標準，就需要使用大量的EMI濾波器器件，例如X電容和Y電容。AC/DC電源的標準輸入電路都包括一個橋式整流器，用于對輸入電壓進行整流(通常為50-60 Hz)。由于這是低頻AC輸入電壓，因此可以使用如1N400X系列二極管等標準二極管，另一個原因是這些二極管的價格是最便宜的。

這些濾波器器件用于降低電源產(chǎn)生的EMI，以便符合已發(fā)布的EMI限制。然而，由于用來記錄EMI的測量只在150 kHz時才開始，而AC線電壓頻率只有50或60 Hz，因此橋式整流器中使用的標準二極管(參見圖1)的反向恢復時間較長，且通常與EMI產(chǎn)生沒有直接關系。

然而，過去的輸入濾波電路中有時會包括一些與橋式整流器并聯(lián)的電容，用來抑制低頻輸入電壓整流所造成的任何高頻波形。

如果在橋式整流器中使用快速恢復二極管，就無需使用這些電容了。當這些二極管之間的電壓開始反向時，它們的恢復速度非?？?參見圖2)。這樣通過降低隨后的高頻關斷急變以及EMI，可以降低AC輸入線中的雜散線路電感激勵。由于2個二極管可以在每半個周期中實現(xiàn)導通，因此4個二極管中只需要2個是快速恢復類型即可。同樣，在每半個周期進行導通的兩個二極管中，只需要其中一個二極管具有快速恢復特性即可。

圖6：在AC輸入端使用橋式整流器的SMPS的典型輸入級。

圖7：輸入電壓和電流波形顯示了反向恢復結束時的二極管急變。

文章7. 浮動恒流源允許超寬范圍的輸入電壓

對Power Integrations的多數(shù)產(chǎn)品而言，數(shù)據(jù)手冊中限制的用于確保正常啟動和起作用的最小漏極電壓為50 V。但是，如果通過外部電源向旁路引腳饋電，則芯片可接收外部供電，且即使在較低的輸入電壓下也可啟動和工作。

圖8：功率控制器的浮動恒流源電路。

圖八所示的啟動電路為浮動恒流源，它為整個輸入電壓范圍內(nèi)的TinySwitch-III的旁路(BP)引腳提供大約600 μA的恒流。

恒流值由R2 和VR1確定：

式1

該電路源自基本的單晶體管電流源。該電路采用了一個齊納二極管，為Q2 (NPN)的基極引出端設置參考電壓，并以此對流經(jīng)電阻R2的固定電壓進行編程，從而設置恒流值。然而，鑒于輸入電源范圍的異常寬廣性，參考齊納二極管的偏置電流在很大范圍內(nèi)會有所差異。這將導致功率耗散增加及編程的恒流發(fā)生偏移。

要克服上述難題，需要由其他的電流源(由Q1 (PNP)與R1形成)提供偏置電流。將等同于VBE的恒壓強加于R1，這樣可為整個工作范圍內(nèi)的參考齊納二極管提供偏置電流補償。

晶體管Q2以較低輸入電壓提供恒流，而Q1則以較高的輸入電壓提供恒流。圖2顯示了電流流經(jīng)Q1和Q2時的模擬結果。輸入電壓達到大約50 VDC時，Q2將提供恒流。輸入電壓達到50 VDC及以上時，經(jīng)過Q2的電流將減弱，而經(jīng)過Q1的電流則呈線性增加。輸入電壓達到最大值375 VDC時，則主要由Q1提供恒流。

R3用于限制整個電路在輸入電壓最大時的輸入電流。

圖9：超過輸入電壓時的晶體管電流與總的旁路(BP)引腳電流。

非線性電流由于齊納二極管VR1的非線性活動而上升。輸入電壓大約為60 VDC時，齊納二極管開始有電壓。

文章8. 用軟啟動禁止低成本輸出來遏制電流尖峰

為滿足嚴格的待機功耗規(guī)范要求，一些多路輸出電源被設計為在待機信號為活動狀態(tài)時斷開輸出連接。

通常情況下，通過關閉串聯(lián)旁路雙極晶體管(BJT)或MOSFET即可實現(xiàn)上述目的。對于低電流輸出，如果在設計電源變壓器時充分考慮到晶體管的額外壓降情況，則BJT可成為MOSFET的合適替代品，且成本更為低廉。

圖十所示為簡單的BJT串聯(lián)旁路開關，電壓為12 V，輸出電流強度為100 mA，并帶有一超大電容(CLOAD)。晶體管Q1為串聯(lián)旁路元件，由Q2根據(jù)待機信號的狀態(tài)來控制其開關。電阻R1的值是額定的，這樣可確保Q1有足夠的基值電流在最小Beta和最大的輸出電流下以飽和的狀態(tài)工作。PI建議額外添加一個電容器(Cnew)，用以調節(jié)導通時的瞬態(tài)電流。如果不添加Cnew，Q1在導通后即迅速進入電容性負載，并因而產(chǎn)生較大的電流尖峰。為調節(jié)該瞬態(tài)尖峰，需要增加Q1的容量，這便導致了成本的增加。

用作Q1額外“密勒電容”的Cnew可以消除電流尖峰。該額外電容可限制Q1集電極的dv/dt值。dv/dt值越小，流入Cload的充電電流就越少。為Cnew指定電容值，使得Q1的理想輸出dv/dt值與Cnew值相乘等于流入R1的電流。

式2

圖10：簡單的軟啟動電路可以禁止待機時的電源輸出，同時消除導通時的電流尖峰，因此，可利用小型晶體管(Q1)來保持低成本。