智能交錯：實現(xiàn)高效 AC-DC電源的先進 PFC 控制器

作者：時間：2011-09-05 來源：網(wǎng)絡

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在最近于美國華盛頓舉行的 APEC 2009 峰會上，飛兆半導體發(fā)布了交錯式雙臨界導通模式 (Boundary Conduction Mode, BCM) 功率因數(shù)校正 (PFC) 控制器FAN9612。FAN9612 整合了數(shù)項新穎的創(chuàng)新性功能，旨在實現(xiàn)性能最大化，減少外部組件數(shù)目，提供一系列穩(wěn)健的保護功能，并提高效率。

圖文：交錯式臨界導通模式PFC控制器效率最大化完善的轉換器保護功能

交錯是一種特殊的并聯(lián)方式，即在兩個或多個功率級 (通常稱之為相位或通道) 之間存在獨特的相位關系。為了保持兩級設計所擁有的全部紋波電流消除優(yōu)勢，必須讓各個通道彼此間相差 180 度同差。由于每個通道都是針對處理 50% 功率而設計的，故同步的中斷或失敗，尤其是在負載超過最大額定電流的 50% 時，就可能造成整個設計的崩潰。換言之，缺乏嚴格容限的同步算法不必要的推動對功率級冗余設計 (over design)的需求。FAN9612 采用飛兆半導體專有的同步方案 Sync-Lock? ，可確保軟啟動、軟中止(Soft-Stop)期間以及所有瞬態(tài)和穩(wěn)態(tài)工作條件下近乎完美的 180 度同步。如果某個故障模式導致一個信道無法工作，內(nèi)部重啟動定時器會被激活，相當于高效的功率限制，可防止此通道提供全額定功率。所有這些必須的同步和安全功能都完全由FAN9612處理，無需功率級冗余設計，從而獲得針對效率、性能和可靠性高度優(yōu)化的設計。

任何電源設計都要優(yōu)先考慮啟動，PFC 轉換器也不例外。對大多數(shù) PFC 應用而言，穩(wěn)壓輸出電壓設置點在 400V 范圍之內(nèi)，故只要有任何電壓過沖，尤其是在軟啟動期間，就會對輸出大電容和開關組件造成額外的應力。FAN9612 能夠解決與啟動有關的兩大重要問題。第一是能夠在整個啟動程序期間保持閉環(huán)軟啟動。圖1 所示為 FAN9612 專有軟啟動電路的功能實現(xiàn)及啟動程序仿真。

圖1 閉環(huán)軟啟動性能

通過把參考電壓鉗位為誤差放大器反饋電壓，軟啟動電容CSS 稍微預充電，加快初始化啟動。更重要的是，誤差放大器輸出直接控制軟啟動充電電流 ISS(VCTRL)，因此，若誤差放大器接近飽和，電流源就減小VSS(t)，確保對誤差放大器輸出電壓的控制保持良好。不管在軟啟動周期內(nèi)后級DC-DC 轉換器從何處開始消耗 PFC 輸出的功率，F(xiàn)AN9612 都可以在內(nèi)部調(diào)節(jié)同相誤差放大器輸入以避免飽和，確保啟動或重啟動期間不會因瞬態(tài)故障條件而產(chǎn)生電壓過沖。

除了閉環(huán)軟啟動工作模式之外，F(xiàn)AN9612 還具有通過 VOUT 電阻分壓器網(wǎng)絡直接啟動的可選功能。對于沒有足夠的輔助偏置電源電壓或待機電源的應用，啟動任何高電壓 IC 都必須對 VDD 電容進行充電，直到電壓達到控制 IC 欠壓鎖定 (UVLO) 導通閾值為止。這一般需要額外的電路，因而會增加功耗及降低效率。有些設計人員會采用這種方法：當通過自舉偏置 (bootstrap bia) 電源對 PFC 控制 IC 進行供電時，關斷啟動電路。雖然這種方案有助于降低功耗，但往往需要高側開關和驅(qū)動電路，從而增加外部組件的數(shù)目。FAN9612 經(jīng)特別設計，無需外部啟動電阻即可啟動。在 FB 和 VDD 之間增加一個小信號二極管 DSTART 即可提供一條經(jīng)過 RFB1 的電流路徑，見圖 2 中的紅色虛線。一旦內(nèi)部 5V 參考電壓有輸出，小信號 MOSFET QSTART 就被開通，電阻反饋網(wǎng)絡即從啟動功能中解脫出來。另外也可以根據(jù)情況，忽略 DSTART 和 QSTART，采用傳統(tǒng)的啟動方法。

圖2 交替式簡化啟動電路

對于感測 AC 輸入電壓的 PFC 電路，大多數(shù)控制器都需要一個外部兩極濾波器來獲得 RMS 線電壓。雖然這對線路 UVLO (也稱為 brown-out 保護，即電壓過低保護) 是可接受的，但兩極濾波器的慢速和低靈敏度會導致額外的線電流失真，從而妨礙利用 RMS 電壓信息來實現(xiàn)任何部分的 PWM 控制，比如電壓前饋。而 FAN9612 卻能夠通過感測 AC 輸入電壓的峰值來獲得 RMS 值。由于 RMS 值與線電壓峰值成比例，所需外部電路就從兩極濾波器簡化為一個簡單的電阻分壓器。如圖 3 所示，F(xiàn)AN9612 利用經(jīng)過分壓(divided down) 的峰值電壓信號來實現(xiàn)欠壓保護 (VIN(UVLO))、輸入過壓保護 (VIN(OVP))，以及電壓前饋 (VIN(VFF)) 這些 PWM 控制任務。RIN1 和 RIN2 的比值可用于設定 VIN(OVP) 、跳變點和欠壓保護級。 FAN9612 獨有的Brown out遲滯可編程特性，可通過內(nèi)部 2μA 電流源和 RIN(HYS) 進行設置。

圖3 輸入電壓感測電路

電壓前饋為 PFC 轉換器提供了數(shù)種優(yōu)勢。首先，控制環(huán)路增益變得與輸入電壓無關，這就大大簡化了補償任務，并有助于在線路瞬變期間保持更嚴格的輸出電壓調(diào)節(jié)。其次，輸入電流仍為正弦波，即使在功率受限期間也可減少電流失真。第三，由于用戶可編程最大導通時間 (MOT) 與 VIN 成比例，所以每個通道都獲得一個有效的功率限制功能。最后，F(xiàn)AN9612 還能夠在 DC 輸入電壓下工作，故而適用于大功率逆變器，比如那些專為太陽能應用而設計的逆變器。

除了欠壓保護和輸入電壓 OVP 外， FAN9612 還具有兩極輸出電壓 OVP 功能。圖 4 中所示的反饋電阻 RFB1 和 RFB2 對輸出電壓進行分壓，并把信號饋入到 FAN9612 跨導誤差放大器的輸入端。一個非鎖死輸出 OVP 電路內(nèi)部監(jiān)控該信號，并被設置在反饋電壓超過 3.25V 時阻止開關。因此實際上，RFB1 和 RFB2 具有調(diào)節(jié)輸出電壓和執(zhí)行輸出 OVP 的雙重功能。某些應用可能有限制輸出 OVP 和電壓調(diào)節(jié)功能共享同一組串聯(lián)電阻的設計要求。FAN9612針對這一問題提供第二級鎖定 OVP 功能，該鎖定電路的閾值為3.5V ，可通過ROV1 和 ROV2 來主動設置比非鎖定的OVP更高的保護電壓。在 RFB2 與地短路這種可能性較小的事件中，這個第二級 OVP 功能可關閉DRV1 和 DRV2。

圖4 簡化應用電路

至于過流保護 (OCP)，F(xiàn)AN9612 可通過圖 4 中的 RCS1 和 RCS2 獨立感測每個通道的峰值電流。較之在返回路徑上采用單個電流感測電阻，對相位的逐個感測可提供更可靠、更有效的 OCP 解決方案。為了減少組件，每個輸入都在內(nèi)部集成了一個小型 RC 濾波器 (一般用于抑制電流感測輸入中的前沿尖刺)。最后，F(xiàn)AN9612 電流感測閾值設為 200mV，以使電流感測電阻上的功耗最小化。

FAN9612 采用數(shù)項節(jié)能技術來滿足額定負載和輕負載下的效率要求。其同步電路的一部分利用最大頻率鉗位來限制輕載下和 AC 輸入電壓的過零點附近的與頻率相關的 Coss MOSFET 開關損耗。在 VIN 線電壓部分大于 VOUT/2 期間，使用谷底開關技術以感測最佳MOSFET 導通時間，可進一步降低 Coss 電容性開關損耗。另一方面，當 VIN 小于 VOUT/2時，主功率 MOSFET 利用零電壓開關 (ZVS) 導通。ZVS 結合 BCM 工作模式的零電流開關 (ZCS)，可消除 MOSFET 導通開通損耗和輸出整流器的反向恢復損耗。

FAN9612 的自動相位管理可以滿足提高輕載效率的要求。FAN9612 評測板 (EVB) 可以演示約30% (相位禁用) 和 40% (相位啟用)負載電流之間的相位管理能力，而利用FAN9612 MOT 輸入則可準確調(diào)節(jié)閾值。圖 5 所示的效率圖顯示了在負載電流剛好下跌到最大額定值的 30% 以下致使某個相位禁用時，輕載效率的提高。當負載電流達到最大額定值的近 40% 時，兩通道交錯式工作恢復。FAN9612 EVB 是一個 400W 雙交錯式BCM PFC 轉換器，當 VIN = 115VAC 時，測得輕載負載效率提高 1%；VIN = 230VAC 時，提高 6.5% 。