高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器控制策略

1 引言

高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器，如圖1所示。該電路結(jié)構(gòu)由高頻逆變器（推挽式、半橋式、全橋式）、高頻變壓器、周波變換器（全波式、橋式）構(gòu)成，具有電路拓?fù)浜啙?、雙向功率流、兩級功率變換（DC/HFAC/LFAC）、變換效率高等優(yōu)點(diǎn)。

但這類逆變器在采用傳統(tǒng)的PWM技術(shù)時(shí)，周波變換器器件換流將打斷高頻變壓器漏感中連續(xù)的電流而造成不可避免的電壓過沖。由于這個(gè)原因，這類方案都需采用一些緩沖電路或有源電壓箝位電路來吸收存儲在漏感中的能量。有源電壓箝位電路是以增加功率器件數(shù)和控制電路的復(fù)雜性為代價(jià)的，故不十分理想。

因此，在不增加電路拓?fù)鋸?fù)雜性的前提下，如何解決高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器固有的電壓過沖問題和實(shí)現(xiàn)周波變換器的軟換流技術(shù)，是高頻環(huán)節(jié)逆變技術(shù)的一個(gè)研究重點(diǎn)。為此，本文提出和研究了單極性、雙極性移相控制策略，可分別使得逆變器功率器件實(shí)現(xiàn)ZVS或ZVZCS軟開關(guān)

2 單極性移相控制原理

根據(jù)高頻逆變器（推挽式、半橋式、全橋式）、周波變換器（全波式、橋式）的組合不同，高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器具有6種電路拓?fù)?，其中全橋全波式、全橋橋式電路如圖2所示。

以全橋全波式高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器為例，其單極性移相控制原理，如圖3所示。高頻逆變器將輸入電壓Ui調(diào)制成雙極性三態(tài)電壓波uEF，周波變換器將此電壓波解調(diào)為單極性SPWM波uDC，經(jīng)輸出濾波后得到正弦電壓uo，周波變換器功率開關(guān)在uEF為零期間進(jìn)行ZVS換流。逆變器右橋臂相對左橋臂存在移相角θ，而且輸出濾波器前端電壓uDC為單極性SPWM波，故為單極性移相控制。S1與S4、S2與S3之間在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)的共同導(dǎo)通時(shí)間為

Tcom=Ts(180o－θ)/ (2×180o )　　　　　　　　　　　　　 (1)

當(dāng)輸入電壓Ui降低或負(fù)載變大時(shí)，導(dǎo)致輸出電壓uo降低，閉環(huán)反饋控制使得移相角θ減小、共同導(dǎo)通時(shí)間Tcom增大，從而使得輸出電壓增大。因此，調(diào)節(jié)移相角θ可實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定

實(shí)現(xiàn)單極性移相控制的方案為：1、將輸出電壓反饋信號uof與正弦基準(zhǔn)電壓uref比較放大后得到電壓誤差放大信號ue1，ue1與載波uc比較后得到信號k1，k1下降沿二分頻、反相互補(bǔ)后分別得到功率開關(guān)S1、S3的驅(qū)動信號；2、將ue1反極性信號ue2與載波uc比較后得到信號k2，k2下降沿二分頻、反相互補(bǔ)后分別得到功率開關(guān)S2、S4的驅(qū)動信號；3、將載波uc下降沿二分頻、反相互補(bǔ)后分別得到功率開關(guān)S5（S6）、S7（S8）的驅(qū)動信號。

在逆變器穩(wěn)態(tài)工作且輸出濾波電感電流iLf連續(xù)時(shí)，一個(gè)高頻開關(guān)周期Ts內(nèi)可分為六個(gè)開關(guān)狀態(tài)（以uDC>0時(shí)為例），如圖4(a)～(f)所示。圖4(a)、(b) 、(d)、(e)和圖4 (c)、(f)可分別用圖4(g)、(h)所示等效電路表示，其中r為包括變壓器漏阻抗、功率開關(guān)通態(tài)電阻、濾波電感寄生電阻等在內(nèi)的等效阻抗。

由于開關(guān)頻率Fs遠(yuǎn)大于輸出LC濾波器的截止頻率和輸出電壓頻率，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)輸出電壓uo可看成恒定量。圖4(g)所示等效電路的狀態(tài)方程為

3 雙極性移相控制原理

高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器雙極性移相控制原理（以全橋全波式為例）,如圖5所示。輸出電壓反饋信號uof與正弦基準(zhǔn)電壓uref比較，經(jīng)PI調(diào)節(jié)器得到誤差放大信號ue，ue分別與極性相反的兩個(gè)載波信號uc1、uc2比較后，經(jīng)上升沿二分頻，再按輸出濾波電流極性選擇導(dǎo)通，得到開關(guān)S5、S6的驅(qū)動信號。開關(guān)S7、S8的驅(qū)動信號分別與S5、S6的信號反相互補(bǔ)，并且有換流重疊時(shí)間（圖中未畫出）。將載波信號uc1二分頻后得到開關(guān)S1和S4的驅(qū)動信號，反相后得到開關(guān)S2和S3的驅(qū)動信號

讓周波變換器的功率開關(guān)S5與S7（S6與S8）之間存在換流重疊導(dǎo)通時(shí)間、S5與S6（S7與S8）按濾波電感電流iLf極性選擇導(dǎo)通，從而使得該控制方案具有如下優(yōu)點(diǎn)：1、周波變換器換流重疊期間實(shí)現(xiàn)了變壓器漏感能量的自然換流，實(shí)現(xiàn)了功率器件的零電流開關(guān)；2、實(shí)現(xiàn)了濾波電感電流的自然續(xù)流；3、iLf極性選擇信號的引入避免了換流重疊期間周波變換器中的環(huán)流現(xiàn)象；4、每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)兩次交流側(cè)的能量回饋實(shí)現(xiàn)了逆變橋所有功率器件的零電壓開通[5]。

功率開關(guān)S5、S6與S1、S4（S7、S8與S2、S3）之間的驅(qū)動信號均有相位差θ，在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)的共同導(dǎo)通時(shí)間為Tcom，見（1）式。由于移相角θ按正弦規(guī)律變化，且輸出濾波器的前端電壓uDC為雙極性SPWM波，故稱為雙極性移相控制。在穩(wěn)態(tài)工作且輸出濾波電感電流iLf連續(xù)時(shí)，一個(gè)高頻開關(guān)周期內(nèi)可分為四個(gè)開關(guān)狀態(tài)，如圖6(a)～(d)所示。圖6(a)、(d)和圖6(b)、(c)可分別用圖6(e)、(f)所示等效電路表示，其中r為等效阻抗。

4 原理試驗(yàn)與仿真

4.1 單極性移相控制

設(shè)計(jì)實(shí)例：全橋橋式電路拓?fù)?，單極性移相控制策略，輸入電壓Ui=270V±10% DC，輸出電壓Uo=115V/400Hz AC，額定容量S=1kVA，開關(guān)頻率Fs=50kHz，變壓器匝比N1/N2=25/20，濾波電感為0.5mH，濾波電容為2uF。

單極性移相控制逆變器原理試驗(yàn)波形，如圖7所示。圖7（a）為變壓器原邊繞組電壓uEF波形，變壓器電壓是高頻交流脈沖波；圖7（b）為周波變換器功率開關(guān)S6B的驅(qū)動電壓和漏源電壓波形，實(shí)現(xiàn)了ZVS開關(guān)；圖7（c）為輸出濾波器前端電壓波形uDC，是單極性SPWM波；圖7（d）為輸出電壓波形，其有效值為115V，頻率為400Hz，波形光滑、失真度低。

4.2 雙極性移相控制

以全橋全波式電路為例，輸入電壓Ui=270V±10% DC，輸出電壓Uo=115V/400Hz AC，額定容量S=1kVA，開關(guān)頻率Fs=50kHz，變壓器匝比N1/N2 =22/22，變壓器漏感Ld=5uH，濾波電感為1mH，濾波電容為4.4uF。圖8為其仿真波形（iLf>0時(shí)，iLf= iA+iB），從中可見：1、前級逆變橋功率開關(guān)實(shí)現(xiàn)了ZVS軟開關(guān)（參看開關(guān)S3的驅(qū)動信號ugs3和漏源電壓uds3）；2、后級周波變換器功率開關(guān)可實(shí)現(xiàn)零電流開通和零電流關(guān)斷，是ZCS開關(guān)（參看開關(guān)S5、S7的漏源電流iA、iB和驅(qū)動信號ugs5、ugs7）。

雙極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器原理試驗(yàn)波形，如圖9所示?？梢钥闯觯谳敵鰹V波電感電流過零點(diǎn)，輸出波形存在畸變，這是由于周波變換器功率開關(guān)的控制信號里加入了電流極性選擇信號。

6 結(jié)論

為克服高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器存在的電壓過沖現(xiàn)象，本文提出和研究了單極性、雙極性移相控制策略。采用單極性移相控制，周波變換器功率器件可以實(shí)現(xiàn)ZVS軟開關(guān)；而采用雙極性移相控制時(shí)，前級逆變橋可實(shí)現(xiàn)ZVS，后級周波變換器可實(shí)現(xiàn)ZCS軟開關(guān)。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明了兩類控制策略的可行性。