增強(qiáng)電源設(shè)計(jì)中PFC段性能的方法

圖8 輸出電壓紋波

圖9展示能在啟動(dòng)相位期間觀察到的那類過(guò)沖。這波特圖是使用由NCP1607驅(qū)動(dòng)、負(fù)載是下行轉(zhuǎn)換器的PFC段獲得的。

圖9 啟動(dòng)相位期間的過(guò)沖

承受啟動(dòng)過(guò)沖

應(yīng)用軟啟動(dòng)是減小過(guò)沖的一種自然選擇。然而，設(shè)計(jì)人員所選擇的控制器并不必須具有這個(gè)功能特性。此外，從定義來(lái)看，這種功能減緩了啟動(dòng)速度，而這并非總是可以接受。

另外一種簡(jiǎn)單的選擇涉及在反饋感測(cè)電阻分壓器處增加一個(gè)電容，如圖10所示。在這個(gè)圖中，我們假定感測(cè)網(wǎng)絡(luò)中上部的電阻分割為兩個(gè)電阻，而電容Cfb并聯(lián)連接在其中一個(gè)電阻的兩端。

圖10 小幅調(diào)整反饋網(wǎng)絡(luò)

如果控制電路中嵌入了傳統(tǒng)的誤差放大器，讓我們分析電容Cfb的影響。在穩(wěn)態(tài)，Cfb改變了傳遞函數(shù)。通過(guò)檢測(cè)，我們立即注意到它增加了：

處于下述頻率的一個(gè)零點(diǎn)：

(2)

處于下述頻率的一個(gè)極點(diǎn)：

(3)

控制器集成了傳導(dǎo)誤差放大器(OTA)時(shí)，情況就有點(diǎn)不同。這是因?yàn)榉答佉_(誤差放大器的反相輸入)不再是虛接地(virtual ground)。因此，電阻分壓器中下部位置的電阻(RfbL)影響了極點(diǎn)頻率的表達(dá)式。實(shí)際上，采用OTA時(shí)：

(4)

然而，PFC輸出電壓的穩(wěn)壓電平通常處于390V范圍，而控制器參考電壓處在少數(shù)幾伏的范圍。因此，與(RfbU1+RfbU2)相比，RfbL極??；如果RfbU1與RfbU2處在相同范圍，或如果RfbU1小于RfbU2，我們就可以考慮：RfbL=RfbU2。事實(shí)上，設(shè)計(jì)人員基于這些考慮因素，能夠得出近似Cfb產(chǎn)生的極點(diǎn)頻率，即：

(5)

最后，兩種配置中都獲得相同的極點(diǎn)。

這些條件(RfbU1≈RfbU2)或(RfbU1≤RfbU2)并非限制性條件。相反，滿足這些條件是明智之舉，因?yàn)镽fbU1兩端的電壓及相應(yīng)的Cfb兩端的電壓取決于RfbU1值與(RfbU1+RfbU2+RfbL)總電阻值的相對(duì)比較關(guān)系。這就是為什么它們是現(xiàn)實(shí)可行的原因。

如果RfbU1與RfbU2這兩個(gè)電阻擁有類似阻值，

(6)

如果RfbL=RfbU2：

(7)

最后，如果與RfbU2相比RfbU1極小，我們就獲得在控制至輸出傳遞函數(shù)中抵消(cancel)的極點(diǎn)和零點(diǎn)。這樣，增加Cfb就對(duì)環(huán)路和交越頻率沒有影響。如果RfbU1與RfbU2處在相同范圍，低頻增益就略微增加，交越頻率就以跟fp與fz的相同比率增加。事實(shí)上，特別是在RfbL=RfbU2時(shí)，這個(gè)增加的電容并不會(huì)大幅改變PFC段的動(dòng)態(tài)性能。

然而，在啟動(dòng)相位期間，這個(gè)電容發(fā)揮重要作用。當(dāng)輸出電壓上升時(shí)，Cfb電容也充電。Cfb充電電流增加到反饋電流中，所以穩(wěn)壓電平臨時(shí)降低。這增加的電流與Cfb電容值成正比，并取決于輸出電壓的陡峭度，因此，在輸出電壓快速充電時(shí)，這個(gè)影響更引人注目。

實(shí)際驗(yàn)證

在應(yīng)用中已經(jīng)測(cè)試了調(diào)整方法，反饋網(wǎng)絡(luò)如下所示：

RfbU1≈RfbU2=470kΩ

RfbL=6.2kΩ

電阻RfbU1兩端放置了一個(gè)100nF電容。它必須是一種高壓電容，因?yàn)槿粑覀兗俣ㄝ敵鲭妷鹤畲笾禐?50V，它兩端的電壓可能達(dá)到223V。作為一項(xiàng)經(jīng)驗(yàn)法則(rule of the thumb)，我們選擇了100nF電容值，這樣，在觀測(cè)到過(guò)沖時(shí)，時(shí)間常數(shù)（RfbU1Cfb）就處在啟動(dòng)時(shí)間的范圍之內(nèi)。

圖11比較沒有時(shí)的啟動(dòng)序列(左圖)與有Cfb時(shí)的啟動(dòng)相位(右圖)。這些波特圖清楚顯示電容的影響。Cfb充電電流人為地增加了輸出電壓(即圖中的Vbulk)充電期間的反饋電流，導(dǎo)致預(yù)期的控制信號(hào)(Vcontrol)放電。因此就沒有觀測(cè)到輸出電壓過(guò)沖。我們可進(jìn)一步指明，啟動(dòng)時(shí)間未受明顯影響。

圖11 有Cfb(左圖)及沒有Cfb(右圖)時(shí)的啟動(dòng)特性

圖12顯示了沒有Cfb時(shí)(左圖)及有Cfb時(shí)(右圖)PFC段對(duì)突兀的負(fù)載改變(120W階躍)的響應(yīng)。我們的案例中(RfbU1=RfbU2)，Cfb產(chǎn)生并不會(huì)相互抵消的額外極點(diǎn)及額外零點(diǎn)，且輕微改變環(huán)路特性。然而，最重要的是，采用Cfb還是改善了響應(yīng)，因?yàn)檩^大的輸出偏差(Output deviation)使這些負(fù)載階躍類似于啟動(dòng)瞬態(tài)。因此，Cfb在這里同樣幫助控制電路出現(xiàn)預(yù)料中的所期望的電平恢復(fù)。

圖12 沒有Cfb時(shí)(左圖)及有Cfb時(shí)(右圖)PFC段對(duì)負(fù)載階躍變化的響應(yīng)

結(jié)論

本文討論了如何解決PFC段經(jīng)常會(huì)面對(duì)的兩個(gè)問(wèn)題。首先，在CrM應(yīng)用中，零電流檢測(cè)在高輸入線路時(shí)精度不高，而當(dāng)輸入線路電壓非常接近輸出電壓時(shí)，可能會(huì)出現(xiàn)某些不需要的連續(xù)導(dǎo)電模式周期，導(dǎo)致一些功率因數(shù)退化，及可能出現(xiàn)一些人耳可聽到的噪聲。能夠使用一顆簡(jiǎn)單的電阻來(lái)改善這功能。其次，在啟動(dòng)序列期間，PFC段也可能呈現(xiàn)出過(guò)大的過(guò)沖?？梢栽诜答伕袦y(cè)網(wǎng)絡(luò)中放置一顆電容來(lái)限制或抑制這過(guò)應(yīng)力。即便是在電源設(shè)計(jì)的極晚階段，這兩種調(diào)整方法都易于實(shí)施。