針對無線遠程傳感器網絡的實用電源管理

　　摘要：

　　隨著極低功率傳感器、微控制器和射頻 (RF) 收發(fā)器的易用性和性能的不斷提升，采用能量收集技術來專門供電或作為補充供電方式的無線傳感器網絡越來越接近現實。超低功率無線協(xié)議已開始逐步被業(yè)界所廣泛接納，而且相關的標準也在積極的制定之中。擺脫了交流電源或電池電源束縛的傳感器網絡為實現更大的靈活性、更低的維護成本、更高的安全性以及廣泛的普及提供了可能性。僅僅幾年之前還無法想象的應用如今憑借能量收集技術將有望成為現實。新涌現的電源管理產品能夠將各種能量收集換能器 (TEG、光伏、壓電、磁) 的使用不便、斷斷續(xù)續(xù)而且常常微乎其微的輸出轉換為適合當今電子產品的可用電平。然而，對于這些電源管理器件，需要一種新的規(guī)格擬訂、分析和設計方法，以充分發(fā)揮各換能器元件以及最終由它們供電的傳感器網絡電子線路的功能。

　　無線傳感器并不是新生事物。如欲通過運用能量收集技術而使其成為半自主型或全自主型器件，則需正確地選擇和設計換能器和電源管理器件。圖 1 示出了一個典型的無線遠程傳感器節(jié)點。迄今為止，在該系統(tǒng)中缺失的一環(huán)一直是電源管理解決方案?？商峁┕β实膿Q能器使用起來常常極為不便——要么產生一個非常低壓的低阻抗輸出，要么產生一個非常高壓的高阻抗輸出。此系統(tǒng)中的各種單元可以進一步細分為功率發(fā)生器/調節(jié)器 (換能器和電源管理) 和功率耗用部件 (其他所有單元)。簡而言之，如果能量收集系統(tǒng)的平均輸出功率能力超過了遠程傳感器電子線路所需的平均功率，則有可能實現一個自主型系統(tǒng)。

圖 1：典型的無線傳感器系統(tǒng)

　　對于任何設計來說，在啟動之前開展一次快速可行性分析都是值得的。這甚至連能量收集技術是否切實可行都可迅速地加以確定。第一步是決定所需的測量頻度和測量結果發(fā)送頻度。我們將把此稱為測量頻率 (F)。接著，我們將能夠決定產生期望的數據和 RF 收發(fā)器功率需要多大的處理功率以及傳輸此類數據所需的時間。表 2 給出了常見微控制器和 RF 鏈路系統(tǒng)的典型功率要求。這些功率要求會因制造商以及特定的應用而有所不同。有許多種可供選擇的方案，而且它們可以根據最終應用進行相應的優(yōu)化。由此我們可以計算出系統(tǒng)占空比和平均功率。系統(tǒng)占空比的定義為：[ (測量時間 (Tm) + 處理時間 (Tp) + 發(fā)送時間 (Tt)] x 測量頻率 (F)。平均功率 (Pa) 就是總功率 (P) x D + 待機功率 (通常小至足以忽略不計)。

表 1：典型能量源及其功率能力

表 2：微控制器和 RF 鏈路的典型功率要求

　　舉個例子，假設我們需要設計一款自主型室內溫度傳感器。該傳感器將被部署在一座大型辦公樓內，通過與近接傳感器的耦合將能夠檢測出室內是否有人員活動并相應地調節(jié)溫度。在一幢大型樓宇內安放此類傳感器可以顯著地降低每年的供暖和致冷成本。在 3.3V 電壓條件下，這些傳感器需要 500μA的電流和 2ms 的時間來測量溫度和檢測屋內的人員狀況。一個低功率微控制器需要另外花費 5ms 的時間來處理該數據。在處理數據時，該微控制器的電流消耗為 3mA (在 3.3V)。最后，RF 鏈路需要 20mA 電流 (在 3.3V) 和 30ms 時間來發(fā)送數據。期望的測量頻率為 0.2Hz (即每 5 秒進行一次測量)。

D = (Tm + Tc + Tt) x F = (2ms + 5ms + 30ms) x 0.2Hz = 0.0074

總功率 (P) = (3.3V x 500uA) + (3.3V x .003) + (3.3V x .03) = 110.6mW

平均功率 (Pa) = D x P = 0.0074 x 0.1106 = 818μW

　　Pa (即平均功率) 是關鍵項，它將告訴我們哪些類型的能量收集換能器 (如果有的話) 會適合該系統(tǒng)。表 1 羅列了一些典型的換能器以及它們所能提供的典型平均功率。用 (K) 標示的豎列所給出的是功率轉換常數，它考慮到將換能器能量轉換為一個可用電壓 (在此場合中為 3.3V) 所需的電源管理模塊的類型。理想的功率轉換器具有一個 K = 1。K 將因所采用的換能器類型的不同而存在差異。一般來說，K 與換能器的輸出電壓成比例。由于非常低輸出電壓換能器 (例如：TEG) 需要一個極高的升壓比以及相應的高輸入電流，因此其功率轉換常數K 往往要比諸如壓電元件等非常高輸出電壓換能器低。由上面的例子可見，所需的平均功率 (Pa) 接近壓電換能器的功率范圍上限，但處于 TEG 和光伏 (PV) 換能器或太陽能電池的功率能力范圍之內。

　　系統(tǒng)環(huán)境通常將限定所選擇的換能器類型。在我們所舉的例子中，我們不可能依賴某種始終可用的光源，因此 PV 換能器并不實用。由于我們已經處于壓電換能器所能提供的功率上限，故而我們決定使用一個 TEG (熱電發(fā)生器)。當暴露于溫差環(huán)境中時，TEG 將利用塞貝克 (Seebeck) 效應在其輸出端上產生一個輸出電壓 (見圖 2)。為了進一步說明我們的例子，假設選擇了一個 50mm2 TEG。TEG 的一端將安裝至天花板中的 HVAC 管道，另一端則暴露在室溫空氣中。由于 TEG 的熱阻非常低，要在其兩端上產生一個合適的溫差 (ΔT) 常常頗具挑戰(zhàn)性，因此在室溫側將采用一個散熱器。我們的測量結果表明：在平均室溫為 25oC 的情況下，冬季 (供暖) 中 HVAC 管道表面的平均溫度為 38oC，而夏季 (致冷) 中則為 12oC。經過仔細的測量，我們確定：當把 TEG 和一個散熱器安裝至 HVAC 管道時，TEG 兩端的 ΔT 大約為 ±10oC。從制造商提供的產品手冊我們可以發(fā)現：10oC ΔT 時的 TEG VOUT 為 180mV。TEG 輸出電阻 (ROUT) 為 2.5Ω。當 TEG ROUT = 功率轉換器 (或負載) RIN 時，可輸送至負載的功率達到最大。

圖 2：典型 TEG

　　如果我們假設電源管理電路具有一個接近 2.5Ω 的 RIN，則可提供至功率轉換器輸入端的最大功率為 180mV2/(2.5Ω x 4) = 3.24mW。我們的功率轉換器常數 (K) 為 0.4，因此可輸送至遠程傳感器 3.3V 輸出的總功率為 3.24mW x 0.4 = 1.3mW。由于 1.3mW 明顯高于此前計算得出的 818μW 平均功率 Pa，我們似乎擁有了運作所需的足夠功率。

圖 3：測量和發(fā)送周期中的典型電流脈沖

圖 4：測量和發(fā)送周期中的 VOUT 紋波

　　我們面臨的下一個棘手難題是用于把 TEG 的非常低輸出電壓轉換至所需的 3.3V 電壓的電源管理電路。此外還有一個難點是輸入電壓可以是 +180mV 或 -180mV (取決于管道表面是熱還是冷)。雖然可通過開發(fā)分立電路來解決這一難題，不過，因為電路設計對于雜散電容極為敏感，而且整個電路必需為微功率以具備適用性，故這種做法所耗費的時間和精力到最后常常并不值得。幸運的是，現在已經有了一款集成化解決方案。圖 5 示出了一種采用 LTC3109 的示例電路。LTC3109可在低至 ±30mV 的輸入電壓條件下運作，并將產生 4 種預編程輸出電壓 (VOUT) 中的任一種：(2.35V、3.3V、4.1V 或 5V)。該器件提供了一個可開關的 VOUT，用于在需要時為我們的傳感器供電。LTC3109 還包括一個電源管理器，可用于儲存和利用剩余的收集能量。由于我們的典型負載功率低于可用能量，因此可以將任何剩余的能量存儲于 CSTORE 以供日后使用。

圖 5：LTC3109 電源管理電路

　　圖 3 和圖 4 示出了 LTC3109 在一個測量/發(fā)送周期之前、之中和之后的 3.3V 輸出。VOUT 上電容器的大小根據一個測量/發(fā)送周期可接受的電壓降來確定。在我們所舉的例子中，我們確定 3.3V 輸出端上的可接受電壓降為 300mV。采用先前獲得的數值，我們可以計算出所需的 COUT：

　　COUT = (ILOAD - IAVG) x dT/dV

　　= [(37.5mA x 30ms + 500uA x 2ms + 3mA x 5ms) - (1.3mW/3.3V)] / 0.3V

　　= 2.49mF，選擇一個標稱值為 2200μF 的電容器。

　　式中：

　　ILOAD = 3.3V 輸出端上所有負載之和

　　IAVG = LTC3109 的平均輸出電流

　　dT = 負載脈沖的持續(xù)時間

　　dV = 可接受的電壓降

　　圖 5 中的實際電壓降遠遠低于 300mV。這是由于一個針對簡單測量系統(tǒng)的較低電流發(fā)送脈沖持續(xù)時間所致。

　　圖 6 示出了能量收集換能器輸入暫時中斷期間的 3.3V 輸出。在該場合中，LTC3109 從存儲電容器 CSTORE 獲取工作電源。對于CSTORE 的數值沒有限制，因此其大小可針對任何期望的系統(tǒng)保持時間來確定。

圖 6：輸入電源中斷期間的運作

　　以上概要描述的基本設計程序適用于其他類型的能量收集換能器。目前，與壓電元件 (高電壓 AC)、電磁 (線圈/磁鐵) 和光伏 (太陽能電池) 相連的電源管理電路很容易獲得。在所有的場合中，首先都必需確定所需的平均負載功率，以了解自主型操作是否可行。