全橋高頻鏈逆變電源的混合控制策略研究

　　1 引言

　　傳統(tǒng)逆變電源是由逆變器、工頻變壓器和周波變換器組成。由于應(yīng)用工頻變壓器，使得整個(gè)逆變電源又大又笨重，轉(zhuǎn)換效率難以提高。為了克服傳統(tǒng)逆變器的上述缺點(diǎn)，滿足人們對(duì)現(xiàn)代電源高功率密度、高效率、高可靠性、小型化的要求，近幾年來高頻鏈逆變技術(shù)成為研究的熱點(diǎn)。其中電流源型高頻鏈逆變技術(shù)已經(jīng)得到廣泛研究[1]。電流源型高頻鏈逆變電源以全橋結(jié)構(gòu)最具代表性，其組成是以反激式DC/DC變換器結(jié)構(gòu)為基礎(chǔ)，應(yīng)用高頻變壓器替代工頻變壓器實(shí)現(xiàn)變壓與電氣隔離。此結(jié)構(gòu)具有拓?fù)浜?jiǎn)單、使用器件少、控制電路簡(jiǎn)單、可靠性高、體積小、轉(zhuǎn)換效率高和能量可以雙向流動(dòng)等優(yōu)點(diǎn)，因此全橋高頻鏈逆變電源被廣泛應(yīng)用于小功率場(chǎng)合。

　　目前研究較多的電流型高頻鏈逆變器是由前級(jí)高頻逆變和周波變換器組成，電路結(jié)構(gòu)基本沒有變化，因此控制策略的進(jìn)一步優(yōu)化顯得格外重要，優(yōu)良的控制策略能夠提高系統(tǒng)的跟蹤性能與穩(wěn)定性，最終使系統(tǒng)得到良好的輸出特性。目前高頻鏈逆變器控制策略主要有以下三種方法：①正弦脈沖脈位控制策略（SPWPM），采用該方法，前級(jí)高頻逆變器采用移相SPWM控制，直流側(cè)逆變橋的開關(guān)管可以實(shí)現(xiàn)部分條件下的軟開關(guān)，周波變換器開關(guān)管始終工作在同步的高頻開關(guān)狀態(tài)[2，3]；②雙極型移相SPWM控制策略，前級(jí)逆變器采用雙極型PWM控制，高頻變壓器傳遞占空比為0.5的高頻交流脈沖方波，周波變換器工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，實(shí)現(xiàn)移相調(diào)壓控制[4]；③前級(jí)高頻逆變橋采用高頻開關(guān)，而周波變換器采用低頻開關(guān)策略，周波變換器驅(qū)動(dòng)脈沖周期為輸出交流電壓周期，與前級(jí)高頻逆變器驅(qū)動(dòng)脈沖無關(guān)，周波變換器為低頻開關(guān)，但是該控制策略只能實(shí)現(xiàn)能量的單向流，逆變器負(fù)載適應(yīng)性差，并且周波變換器的開關(guān)管承受很大的電壓應(yīng)力。采用方法1和方法2高頻鏈逆變器可以實(shí)現(xiàn)雙向功率流，但是周波變換器開關(guān)管一直為高頻開關(guān)，所以開關(guān)損耗比較大。因此尋找一種能夠能量雙向流、具有更高變換效率、較小電壓應(yīng)力且簡(jiǎn)單的周波變換器的驅(qū)動(dòng)方法顯得很有意義。

　　為此，本文提出一種控制策略——正弦脈沖脈位調(diào)制混合控制策略。此種控制方法不再依賴現(xiàn)有的PWM模擬芯片而采用數(shù)字控制，通過對(duì)輸出電壓與電流進(jìn)行過零比較與邏輯組合，得到周波變換器開關(guān)脈沖，方法簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)。混合控制就是周波變換器開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)脈沖為低頻脈沖和高頻脈沖的混合，逆變器能量可以雙向流動(dòng)。在保留現(xiàn)有控制策略的優(yōu)點(diǎn)的基礎(chǔ)上，可以極大地減小周波變換器的控制難度，并減少其開關(guān)損耗，提高逆變器的變換效率與穩(wěn)定性。

　　2 全橋高頻鏈逆變器工作原理

　　圖1為全橋高頻鏈逆變器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，直流輸入經(jīng)逆變電路、高頻變壓器和周波變換器輸出交流到負(fù)載[5]。高頻變壓器傳遞的是正弦脈沖脈位調(diào)制波，由于全橋電路的能量可以雙向流動(dòng)，因此整個(gè)能量傳遞可以分為兩個(gè)過程，定義為：①能量正向傳遞階段（從直流到交流）；②能量回饋階段（從交流到直流）。

圖1 全橋式高頻鏈逆變器主電路

　　在能量正向傳遞階段，S1、S2和S3、S4分別進(jìn)行高頻斬波，而S5、S6的開關(guān)頻率跟隨負(fù)載為低頻，且當(dāng)輸出電壓U0為正時(shí)，使S5常通，當(dāng)輸出電壓U0為負(fù)時(shí)，使S6常通，這樣分別使Uin、S1、S3、L1、L2、S5、Vd6、C0和ZL組成一組Flyback變換器，實(shí)現(xiàn)直流電源向負(fù)載傳遞能量，使負(fù)載得到交流正半周波形；使Uin、S2、S4、L1、L2、S6、Vd5、C0和ZL組成另一組Flyback變換器，實(shí)現(xiàn)直流電源向負(fù)載傳遞能量，使負(fù)載得到交流負(fù)半周波形。當(dāng)能量回饋時(shí)，Uin、L1、L2、S5、S6、Vd1、Vd2、Vd3、Vd4、C0和ZL分別組成兩組Flyback變換器。無論負(fù)載為感性還是容性，S5仍然在輸出電壓C0為正時(shí)保持常通，此時(shí)當(dāng)輸出電流I0與輸出電壓U0反相時(shí)，S6高頻斬波，實(shí)現(xiàn)能量回饋；而S6仍然在輸出電壓U0為負(fù)時(shí)保持常通，此時(shí)當(dāng)輸出電流I0與輸出電壓U0反相時(shí)，S5高頻斬波，實(shí)現(xiàn)能量回饋。

　　可以看出全橋高頻鏈逆變器在接感性與容性負(fù)載實(shí)現(xiàn)能量回饋的時(shí)候，周波變換器才和一次側(cè)的高頻逆變橋的驅(qū)動(dòng)脈沖同步，為高頻工作。因此周波變換器的驅(qū)動(dòng)邏輯與輸出電壓與電流的極性有關(guān)[6]。具體的控制波形如圖2所示。

圖2 主電路控制波形

　　3 控制回路設(shè)計(jì)

　　全橋電流源高頻鏈逆變電路采用電壓瞬時(shí)反饋的SPWM控制方案，控制方案如圖3所示。其中電壓給定為Uref，電壓調(diào)節(jié)器的輸出為Ur，電壓調(diào)節(jié)器的反向值為Um，它們分別與同一個(gè)載波Ut進(jìn)行比較，產(chǎn)生UGS1、UGS3和UGS2、UGS4來分別驅(qū)動(dòng)高頻逆變橋的開關(guān)管S1、S3、和S2、S4[7]。而UGS5與UGS6為產(chǎn)生的高頻同步信號(hào)，SP為輸出電壓 經(jīng)過過零比較后得到的邏輯信號(hào)，SF為能量回饋邏輯信號(hào)。根據(jù)對(duì)輸出電壓與電流進(jìn)行過零比較來判斷得到的邏輯信號(hào)SP與SF，與高頻同步信號(hào)UGS5、UGS6進(jìn)行邏輯組合后，就可以得到周波變換器的具有雙向能量流動(dòng)特性的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。其邏輯組合式如1式所示。

　　（1）

　　其中

圖3 高頻鏈逆變器控制框圖

　　系統(tǒng)控制核心為TMS320F2407型DSP，采用電壓瞬時(shí)反饋控制，只用一個(gè)事件管理器可以實(shí)現(xiàn)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的產(chǎn)生，定時(shí)器的工作模式為增減計(jì)數(shù)，即載波Ut為對(duì)稱三角波，載波頻率和高頻鏈逆變器的開關(guān)頻率一致，通過正確設(shè)置相關(guān)寄存器，即可以產(chǎn)生高頻SPWM信號(hào)來驅(qū)動(dòng)高頻變壓器前端逆變電路[8]。而周波變換器的驅(qū)動(dòng)信號(hào)是由高頻SPWM信號(hào)和輸出電壓與電流的過零比較輸出信號(hào)進(jìn)行邏輯組合得到。圖4為周波變換器驅(qū)動(dòng)信號(hào)邏輯組合產(chǎn)生原理。其中輸出電壓經(jīng)過過零比較得到SP，與輸出電流進(jìn)行邏輯組合得到SF。再經(jīng)過一系列邏輯運(yùn)算得到周波變換器最終的驅(qū)動(dòng)波形。

圖4 周波變換器驅(qū)動(dòng)信號(hào)邏輯組合

　　4 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　在上述理論分析研究基礎(chǔ)上，應(yīng)用MATLAB仿真軟件對(duì)上述所做的理論分析及控制策略的研究進(jìn)行了仿真。同時(shí)，為了驗(yàn)證混合控制策略對(duì)全橋高頻鏈逆變電路的可行性及效果，制作了一個(gè)原理樣機(jī)，主要參數(shù)如下：輸入直流電壓為40V~60V，輸出電壓為220Vac的正弦交流電，輸出額定容量為200VA。S1~S4采用MOSFET，型號(hào)為IXTQ60N20T；S5、S6采用MOSFET，型號(hào)為IXFX24N120Q2。高頻變壓器的磁芯為ETD49，材質(zhì)為PC40，初級(jí)繞組為8匝，由兩股線徑為0.8mm的漆包線并繞，次級(jí)為90匝，由線徑為0.5mm的漆包線繞制。輸出電容選擇4μF的CBB電容。

　　圖5為周波變換器開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)波形，由仿真結(jié)果可知，當(dāng)輸出電壓U0和電流I0極性相同時(shí)，開關(guān)管S5、S6均處于工頻開關(guān)狀態(tài)。如果負(fù)載為感性負(fù)載，輸出電流 滯后于輸出電壓U0，且其中輸出電壓U0為正，輸出電流I0為負(fù)時(shí)，S5常通，S6高頻斬波，實(shí)現(xiàn)能量回饋；當(dāng)輸出電壓U0為負(fù)，輸出電流I0為正時(shí)，S6常通，S5高頻斬波，實(shí)現(xiàn)能量回饋。當(dāng)負(fù)載為容性負(fù)載時(shí)，輸出電流I0超前于輸出電壓U0，且其中輸出電壓U0為負(fù)，輸出電流I0為正時(shí)，S6常通，S5高頻斬波，實(shí)現(xiàn)能量回饋；輸出電壓U0為正，輸出電流I0為負(fù)時(shí)，S5常通，S6高頻斬波，實(shí)現(xiàn)能量回饋。證明周波變換器通過邏輯混合控制可以實(shí)現(xiàn)其開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)脈沖為低頻和高頻脈沖的混合，逆變器能量可以雙向流動(dòng)。

　　在0.15S時(shí)逆變器輸出所帶負(fù)載突然發(fā)生變化，此情況下輸出電壓U0與輸出電流I0的變化情況如圖6所示。由圖6可以看出系統(tǒng)負(fù)載突然發(fā)生變化時(shí)，輸出電壓基本不發(fā)生變化，實(shí)時(shí)跟蹤給定電壓。圖7為給定電壓與實(shí)際輸出電壓的正半周比較圖。由圖7可以看出實(shí)際輸出電壓始終跟蹤給定電壓上下波動(dòng)，且波動(dòng)范圍較小。圖6和圖7說明采用電壓瞬時(shí)反饋的控制算法，可以使系統(tǒng)具有較快的響應(yīng)特性與較好的穩(wěn)定性。由圖8可以看出輸出電壓THD為0.82%，諧波含量較少。圖9為接阻性與容性負(fù)載時(shí)，系統(tǒng)輸出電壓與電流實(shí)驗(yàn)波形圖。

（a）感性負(fù)載

（b）容性負(fù)載

圖5 周波變換器開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形仿真圖

圖6 加突變信號(hào)時(shí),系統(tǒng)輸出電壓與電流波形

圖7 實(shí)際輸出電壓與給定電壓圖形

圖8 輸出電壓頻譜分析圖

（a）阻性負(fù)載

（b）容性負(fù)載

圖9 輸出電壓與電流的實(shí)驗(yàn)波形

　　5 結(jié)論

　　本文針對(duì)全橋高頻鏈逆變電源提出了混合控制策略，根據(jù)負(fù)載輸出的電壓與電流進(jìn)行過零比較與邏輯組合，得到周波變換器開關(guān)管高頻與低頻驅(qū)動(dòng)脈沖的組合。在輸出電壓和電流極性相同的區(qū)域內(nèi)，周波變換器開關(guān)管脈沖均為低頻；而在輸出電壓與電流極性不同的區(qū)域內(nèi)，周波變換器開關(guān)管脈沖為高頻，且與高頻變壓器前級(jí)高頻逆變電路的驅(qū)動(dòng)脈沖同步。采用混合控制策略，使高頻鏈逆變器的能量可以雙向流動(dòng)，同時(shí)使系統(tǒng)具有較快的響應(yīng)速度、較好的跟隨特性與具有良好的穩(wěn)定性，輸出波形THD小于1%。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果證實(shí)所提的混合控制策略是正確有效的。