采用運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)低電壓大電流的電源轉(zhuǎn)換

采用LDO來實(shí)現(xiàn)PC主板要求的低電壓大電流電源具有很大的難度，而采用PWM電路需要采用較多的元件，PCB占位面積較大。本文通過分析當(dāng)前主板設(shè)計(jì)要求和PWM電路的特點(diǎn)，提出了采用運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)低電壓大電流的設(shè)計(jì)思路和方法。

INTEL芯片組和CPU要求電源的電壓越來越低，而電流卻越來越大，主板設(shè)計(jì)工程師不僅要很好地解決芯片之間互連產(chǎn)生的信號完整性和EMI等高速信號設(shè)計(jì)問題，還必須解決電源問題。電源是主板的動力源，在實(shí)際的產(chǎn)品調(diào)試過程中所出現(xiàn)的很多問題都直接與電源相關(guān)。

在我們的新項(xiàng)目中使用了INTEL新的芯片組和CPU，和以往不同的是，前端系統(tǒng)總線(FSB)將使用獨(dú)立的終端(termination)電源，需要系統(tǒng)提供最大為6A的1.2V電源。其核心邏輯(core logic)和HUB LINK也將最大消耗7A×1.5V的功耗。在以往的做法中會直接使用LDO來實(shí)現(xiàn)低電壓小電流的轉(zhuǎn)換，然而，在這么大的電流情況下很難找到合適的LDO來實(shí)現(xiàn)電源轉(zhuǎn)換。

PWM電路分析

對于低電壓大電流的情況一般會用PWM的方式來實(shí)現(xiàn)電源轉(zhuǎn)換，因此最開始的設(shè)計(jì)采用PWM來實(shí)現(xiàn)1.2V和1.5V電源的轉(zhuǎn)換，均采用單相。采用合適的PWM控制器可以直接控制兩路電源的輸出，電路如圖1所示，這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在主板上應(yīng)用廣泛，從CPU的電源供電到DDR的電源和終端供電都是通過該方式實(shí)現(xiàn)的。這是一種很成熟的電源轉(zhuǎn)換方式，可以很可靠地實(shí)現(xiàn)低電壓大電流的轉(zhuǎn)換。

在這種轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)中，MOSFET工作在飽和和截止兩個(gè)區(qū)，上端MOSFET的功耗主要由導(dǎo)通功耗和開關(guān)功耗兩部分構(gòu)成，下端MOSFET可以實(shí)現(xiàn)零壓差的轉(zhuǎn)換，功耗主要由導(dǎo)通功耗決定，即MOSFET上的功耗主要由R_ds(on)和Qg決定，由于現(xiàn)在的MOSFET工藝水平的進(jìn)步，可以做到R_ds(on)和Qg都比較小，因此MOSFET功耗產(chǎn)生的熱量可以比較好地解決，必要時(shí)可以并聯(lián)兩個(gè)MOSFET來減小其散熱。為了讓輸出電壓紋波比較小，通常會在這里用到比較大的電感和大容值電容。這種電路結(jié)構(gòu)的特點(diǎn)是簡單成熟，元件的選擇范圍寬，功率器件散熱問題可以比較好地解決。這種方式的缺點(diǎn)是使用的元件比較多，每一相至少需要兩個(gè)MOSFET和一個(gè)電感，元件占用面積很大。在上述的電路中預(yù)估元件所占用的面積約為16平方厘米。

目前主板上的元件密度已經(jīng)越來越高，從而可以使價(jià)值密度也提高。本項(xiàng)目規(guī)格為兩顆CPU的標(biāo)準(zhǔn)ATX主板,INTEL最新CPU的設(shè)計(jì)指導(dǎo)建議每顆CPU的電源將單獨(dú)由4相供給，2顆CPU共8相。四條DDRII內(nèi)存，6條PCI/PCI-X/PCI EXPRESS插槽，主板上部CPU附近的元件擺放具有一定難度，當(dāng)把主要部件擺放好了后，發(fā)現(xiàn)已經(jīng)沒有足夠的空間擺放轉(zhuǎn)換1.5V和1.2V所需要的四顆MOSFET、兩個(gè)大電感和一個(gè)PWM控制器，還必須要在電源輸出端擺放幾顆大容值的電解電容。

運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)電源轉(zhuǎn)換

在這種情況下決定采用運(yùn)算放大器的功率放大來實(shí)現(xiàn)電源的轉(zhuǎn)換，其電路如圖2所示。電路中采用了運(yùn)算放大器LM358，其內(nèi)部封裝了兩顆完全獨(dú)立的運(yùn)算放大器，可以工作在單端電源供電或者雙電源供電，工作帶寬為1MHz，并帶溫度補(bǔ)償。MOSFET采用FDS6690A，為TO-252封裝，MOSFET將工作在飽和區(qū)和線性區(qū)。

該項(xiàng)目中使用了DDRII技術(shù)，其工作電壓為1.8V，有別于DDRI的2.5V，并且不再需要提供額外的DDR終端電源。當(dāng)整個(gè)系統(tǒng)插滿4條DDRII模塊全速工作時(shí)將最大需要30A@1.8V的電流。加大1.8V的電源供給使其達(dá)到40A的供給能力，可以直接將1.8V提供給1.2V和1.5V轉(zhuǎn)換的電源。從1.8V轉(zhuǎn)換到1.2V和1.5V的低壓差特點(diǎn)使得線性低電壓大電流轉(zhuǎn)換成為可能。

如果采用該轉(zhuǎn)換方式，僅僅用一顆LM358、兩顆MOSFET以及一些大容值輸出電容就可實(shí)現(xiàn)兩個(gè)獨(dú)立電源轉(zhuǎn)換，元件的數(shù)量減少一半，可以很好地解決擺放空間不夠的問題，其整體的PCB占用面積只有8平方厘米，只相當(dāng)于采用PWM方式所占用面積的一半。

電路仿真

首先將通過PSPICE建立模型來仿真電路，避免一些不必要的設(shè)計(jì)錯(cuò)誤。在這里仿真6A/1.2V的輸出工作情況。如前所述，在該電路中轉(zhuǎn)換電流源1.8V會和DDRII消耗的電源共用。設(shè)計(jì)中1.8V通過兩相PWM輸出，其切換頻率為200kHz，建立的電源模型：1.8+0.2sin(t×2π×1000k)(DDRII電源規(guī)范的范圍為1.7~1.8v)。選擇MOSFET



FDS6690A，可以從互聯(lián)網(wǎng)得到其PSPICE模型，芯片組和CPU不提供PSPICE模型，根據(jù)電流變化參數(shù)，建立簡單負(fù)載模型，其阻抗在最大阻抗和最小阻抗中高速變化以模擬最壞的緩沖器切換情況。系統(tǒng)要求最大的電流為6A，此時(shí)近似的最小負(fù)載阻值為1.2/6=0.2Ω。考慮到參考電壓通過系統(tǒng)3.3V分壓得到，建立參考電壓的模型：1.2+0.12sin(t×2π×5000k)。對于輸出端的電容補(bǔ)償，使用共計(jì)1000uF容值電容，其等效串聯(lián)電感ESL為10nH,等效串聯(lián)電阻ESR為30mΩ。建立圖3中的仿真模型(圖中負(fù)載模型沒有給出)。

通過仿真，可以得出輸入輸出電壓以及MOSFET上功耗的波形和負(fù)載上電流波形。

從以上的仿真結(jié)果可以看出輸出電壓變化范圍為1.15V~1.25V，MOSFET上功耗變化范圍為0.4W~4.75W。平均功耗已經(jīng)超過了2W，該MOSFET最小熱阻為45℃/W。如此大功耗產(chǎn)生的熱將不能夠有效散發(fā)，熱的積累將可能把MOSFET燒毀。通過分析，決定在MOSFET漏端串接大功率小阻值電阻，讓一部分功耗消耗在電阻上，見圖4。

同樣做相應(yīng)的電壓輸出、MOSFET和電阻上的功耗仿真。仿真的結(jié)果是輸出的電壓紋波將增大，造成增大的原因?yàn)槁┒穗娮璧募尤胂喈?dāng)于增加了電源的內(nèi)阻。盡管如此，輸出電壓值仍然在1.15V~1.25V內(nèi)變化。此時(shí)可以看到MOSFET上的功耗已經(jīng)顯著減小，平均功耗小于1.5W，此時(shí)電阻上的功耗也為1.5W左右。MOSFET的工作溫度將小于90℃，這樣就很好地解決了PCB占用面積和MOSFET發(fā)熱問題。

通過對上面這種方式的仿真分析，可以得出該方式的優(yōu)點(diǎn)為元件少、電路更加簡單、輸出穩(wěn)定，但是該電路工作在線性工作區(qū)，功率器件上的發(fā)熱量會比較大，而且其發(fā)熱是連續(xù)的而非PWM方式的間歇發(fā)熱，因此解決散熱問題成了該方式的最主要問題。簡單的PSPICE模型為新設(shè)計(jì)提供了一個(gè)很好的參考，通過仿真可以在設(shè)計(jì)階段解決一些可能存在的問題，從而縮短新產(chǎn)品調(diào)試和上市時(shí)間。