非隔離型DC-DC變換器的布線考慮

摘要：多年來不斷涌現(xiàn)的集成DC-DC電源控制器提供了越來越好的性能。使產(chǎn)品設(shè)計人員從繁重的電源設(shè)計中解脫出來，減輕了不少壓力，但同時也使許多工程師對系統(tǒng)供電電路的設(shè)計越來越掉以輕心，值得注意的是電源設(shè)計仍然是系統(tǒng)設(shè)計的一個關(guān)鍵部分，特別是對于開關(guān)型變換器的設(shè)計更要引起重視。本文主要討論了在設(shè)計非隔離型DC-DC變換器時電路板的布線規(guī)則。

關(guān)鍵詞：電源 DC-DC 變換器 EMI

優(yōu)化布線的第一個規(guī)則是隔離變換器。DC-DC變換器是一個較強的電磁場干擾源。通常其EMI頻譜范圍自開關(guān)頻率延伸至100MHz以上。為了減小電容性耦合和磁場環(huán)路耦合，必須將變換器遠離其它電路、尤其是小信號模擬電路。隔離開變換器并不總是一件容易的事，有一些電路板的輸入電壓在變換器的一側(cè)，輸出電壓分配到變換器的另一側(cè)，例如，VME板卡或電信電路板有著電流高達20A的、非常復(fù)雜的走線，它們用一個單連接器引入輸入電壓，并將幾個輸出電壓分配到背板上，最有效的辦法是將DC-DC變換器放置在緊靠連接器的位置以減小阻性電壓跌落，然而這個區(qū)域密布著接口驅(qū)動器、背板總線等等，具有相應(yīng)的耦合噪聲。如果在電路板上添加一個電源連接器，則需要額外的電路板面積和成本。

銅線上的電阻是最受制約的因素，對于給定長度和厚度的銅線，它的電阻是：

R=ρ×(1/S)

式中：1是銅線的長度，單位為米；S是銅線的面積，單位是平方米：ρ為材料的電阻率，銅的電阻率是1.7×10 -8Ω/m@20℃,或2.1×10 -8Ω/m@70℃。例如：20℃時，0.5cm寬和35μm厚的銅線其電阻是1mΩ/cm。這個值對于大多數(shù)情況或許是可以忽略的，但當在兩上連續(xù)器和背板之間分配電壓為2.5V、電流達10A的電源時，這個參數(shù)就不得不引起注意。

某些電路板上，銅線的厚度中包含了一層鉛錫合金。這一層的等效電阻大約是銅的兩倍。

銅的電阻率=2.07×10 -7Ω/m

錫的電阻率=1.14×10 -7Ω/m

綜合考慮精度和線路損耗，變換器需遠離連接器。在靠近連接器處對VOUT進行遠程采樣可以有效地限制性跌落，不過要注意容性耦合。為了將大電流限定在指定區(qū)域內(nèi)，應(yīng)將所有的電源線都接在連接器的一個端點上。

MOSFET驅(qū)動器

隨著開關(guān)頻率的提高，開關(guān)時間也變得越來越短-對于開關(guān)頻率為500kHz的變換器，開關(guān)時間典型值為10ns。在此頻率下，即使用最短的引線也會產(chǎn)生較大的阻抗，為保證MOSFET驅(qū)動電路的合理布線，需認真分析變換器的原理框圖。

圖1所示是用于筆記本電腦供電的同步整流、降壓型控制，來自儲能電容（C6和C7）的能量驅(qū)動MOSFET的柵極，通過幾歐姆的阻抗至輸出端。注意：高邊N-溝道MOSFET（Q1）的柵極驅(qū)動為浮空狀態(tài)，N溝道的驅(qū)動器工作過程與電荷泵一樣。仔細考慮MOSFET導通時圖1的電流通道，不難發(fā)現(xiàn)：任何等效串聯(lián)電感都將對系統(tǒng)造成危害。有些情況下峰值電流較高僅僅會加重開關(guān)損耗，而有些情況下，由于交叉串擾（功率開關(guān)同時導通）會導致兩個MSOFET被擊穿。因此在下列元件之間理想的走線應(yīng)該短而寬：C6和Vdd、C6和Q2（S）、C7和BST、C7和LX、Q1（G）和DH、Q2（G）和DL、Q1（S）和LX、Q2（S）和PGND。注意1cm布線的分布電感約為10nH。

C6和Q1和Q2供電，但不在同一個回路上。對于Q1它充當濾波電容，對Q2則是儲能電容。因為C6不可能同時緊鄰高邊和低邊驅(qū)動器安裝，所以將它布放在緊靠Vdd和PGND的位置（峰值電流由此流過），同時也靠近C7.MAX1710的PGND、DL和Vdd引腳緊靠在一起差非偶然，C6靠近Q2安裝目的在于減小在PGND、C6（一）和Q2（S）之間的地線長度。將此地線在靠近PGND引腳處單點連至地平面。為了防止共模阻抗耦合，LX應(yīng)連接到Q1，PGND/C6（一）連接到Q2的源極。當di/dt較大時，每個時孔將增加數(shù)十nH的電感，應(yīng)盡可能限制過孔的數(shù)量，因此，最好將所有的功率元件放置在元件層，即使是SMD器件。

在具體應(yīng)用中，選用的控制器常常裕量過大。例如，用一個10A控制器產(chǎn)生3A的輸出。而考慮成本的原因，又常常選用最小裕量的MOSFET，于是片內(nèi)驅(qū)動器驅(qū)動能力過量，導致柵極驅(qū)動過強。過量或過快的柵極驅(qū)動會產(chǎn)生較大的開關(guān)噪聲和RF干擾，而較小或低速的柵極驅(qū)動將導致較大的MOSFET和二極管的開關(guān)損耗。折衷的方法是盡可能限制波形的擺率以減小EMI，并同時維持可接受的轉(zhuǎn)換效率指標。

功率級的布線

開關(guān)型轉(zhuǎn)換器中一些節(jié)點處的di/dt較高，還有些節(jié)點處的dv/dt較高，為減小它們的影響需盡量降低電路中的寄生電感。我們以一個升壓變換器為例，所得結(jié)論可以推廣到降壓變換器。圖2描繪了電路中寄存器電感所導致的問題：MOSFET斷開---此時電感電流已經(jīng)被MOSFET短路過。二極管的反向電容被快速充電，在二極管正極的節(jié)點處具有較高的dv/dt。MOSFET導通時，串聯(lián)電感（LfT+LfD+LfC）增大了放電時間，因此也增加了MOSFET的開關(guān)損耗，同時這些電感還會產(chǎn)生噪聲。

峰值電流受昌體管限制，晶體管的工作方式類似于電流源，對一個2A的MOSFET，峰值電流可能達到10A，這個變化的電流通過電感時將產(chǎn)生正比于電流變化量的電壓：

v=L×[di(t)/dt]

整個瞬態(tài)變化過程相當于一個尖峰發(fā)生器，因此通過減小導線長度，而MOSFET、二極管和Cout周期采用短且寬的導線來減小尋散電感是非常必要的，另外，通過控制柵極驅(qū)動波形的斜率也可以達到減低噪聲的目的。為了限制阻性電壓跌落和過孔數(shù)目，功率級的SMD元件必須布置在電路板的元件面，功率導線的引線也在元件層。如果可能的話，功率也在同一層布線。為消除輻射區(qū)域，注意減小功率電流回路的區(qū)域。

當必須將電源線布在其它層面時，應(yīng)選擇從電感或濾波電容引出的導線（比如，降壓變換器的Cout或降壓變換器的Cin）。流過這些導線的電流近乎連續(xù)的，不會產(chǎn)生噪聲而只有阻性跌落。如果此線分布在元件層的下一層，產(chǎn)生的雜散電感會比較小。為避免共模阻抗耦合，應(yīng)將PGND、功率地和通用地平面分割開。

電容器和其它元件

高容量、低ESR的電容器很昂貴，合理的布線會保持它們應(yīng)有的性能，將輸出噪聲從150mV降到50mV。紋波直接和電感量、電容的ESR和開關(guān)頻率等因素相關(guān)，但是高頻噪聲（尖峰）取決于寄生分量和開關(guān)行為。根據(jù)開關(guān)頻率，我們能夠推測出類峰頻率的頻譜從1MHz到10MHz。

對于電感元件，由開關(guān)動作造成的變化的電流（di/dt）流過Lp1導致控制器Vcc過沖，計算如下：

v(t)=L×[di(t)/dt]

當L=10nH,ΔI=1A,Δt=50ns時，ΔV0.2V

需注意割離功率引線、合理布置PGND。另外需注意避免將其它連線穿過功率回路，用于分配輸入電壓的引線應(yīng)當連接到輸入電容與控制器的Vcc連線之前。輸出電壓的引線應(yīng)在高頻輸出電容的連接點之后。