用DSP控制器整合馬達控制和功率因數(shù)校正

隨著數(shù)字信號處理器(DSP)價格從幾百美元降到3美元，DSP在價格敏感的家電(如洗衣機、冰箱、加熱器、通風(fēng)和空調(diào)機)中正越來越多地被采用。帶特殊外設(shè)的高MIPs DSP，除顯著地改進這些產(chǎn)品性能外，還大大地簡化產(chǎn)品設(shè)計過程并提供各種重要的特異性能。DSP非凡的處理能力，使得制造商能滿足用戶不斷增加的要求，如較高的效率和可變速度工作及精確的速度控制特性。

低成本DSP控制器能使很多先進的馬達控制算法內(nèi)置在對成本非常敏感的應(yīng)用中。DSP控制器的帶寬也使設(shè)計人員能用一個控制器整合多種功能，如把馬達控制、功率因數(shù)校正和通信協(xié)議整合在一起(見圖2)。本文描述采用低成本DSP控制器的單板AC感應(yīng)馬達驅(qū)動(帶功率因數(shù)校正和串行通信)結(jié)構(gòu)，詳細地驗證DSP軟件和硬件方案的優(yōu)點。

關(guān)鍵的馬達驅(qū)動要求

為了能提供先進的馬達驅(qū)動特性，一個典型的馬達控制器必須滿足下列要求:

·具有產(chǎn)生多個高頻、高分辨率PWM波形的能力。

·能實時處理數(shù)據(jù)以實現(xiàn)先進的算法，使得轉(zhuǎn)矩波動最小，在線參數(shù)適應(yīng)、精確速度控制等。

·用同一控制器實現(xiàn)諸如馬達控制，功率因數(shù)控制及通信等多種性能。

·用減少元件數(shù)、簡化板布局和改進制造工藝來簡化整個方案。

·通過軟件而不是硬件重新設(shè)計來簡化后期修正。

用于馬達驅(qū)動的DSP控制器

TI的新型DSP集成了所有重要功率電子設(shè)備的外設(shè)，以使成本最敏感應(yīng)用(如家電)的整個系統(tǒng)執(zhí)行得以簡化、減少元件數(shù)和降低板尺寸。

用TI公司的TMS320F240 DSP控制器(圖1)提供3相ac感應(yīng)馬達驅(qū)動的多種功能，這包括具有閉環(huán)速率控制的基本馬達控制、采用升壓拓撲結(jié)構(gòu)的輸入功率因數(shù)校正和串行通信。此器件具有一個20MIPs 16位定點DSP芯核并集成有下列功率電子設(shè)備的外設(shè):12個PWM通道(9個獨立的通道)、3個16位多模通用定時器，16通道10位ADC(具有同時變換能力)、4個捕獲引腳、編碼器接口能力、SCI、SPI、看門狗等。

6個PWM通道(PWM1～PWM6)控制3相電壓源倒相器。這6個PWM通道分為3對(PWM1 2，PWM34，PWM56)。3個比較寄存器與每個PWM通道對相關(guān)聯(lián)。更新比較寄存器的值以得到合適的PWM輸出?？删幊痰钠宪浖o帶模塊提供足夠的空載時間以避免失效引起的沖擊。有3個以上PWM通道留做實現(xiàn)其他的功能，如功率因數(shù)校正。

馬達驅(qū)動描述

3相倒相器利用6個PWM通道。用可編程片上軟件產(chǎn)生靜帶;25齒鏈輪提供到控制器捕獲單元的速度輸入;用升壓拓撲結(jié)構(gòu)實現(xiàn)功率因數(shù)校正，在升壓拓撲結(jié)構(gòu)中，控制器的另一PWM通道控制功率開關(guān)。用簡單的分壓器電路調(diào)節(jié)和饋送不同的電壓到控制器的模/數(shù)單元。

完整的驅(qū)動主要利用了軟件模塊:馬達控制的閉環(huán)間隔向量脈寬調(diào)制(SVPWM);改善輸入功率因數(shù)的功率因數(shù)校正模塊;串行通信。

下面將詳細描述以上所提到的軟件模塊的實現(xiàn)。

間隔向量脈寬調(diào)制（SVPWM）

為了給馬達提供能量效率，重要的是采用正確的倒相器開關(guān)轉(zhuǎn)換方法(見圖3)。間隔向量脈寬調(diào)制就是這樣的一種開關(guān)轉(zhuǎn)換方法，它比簡單和低效率的方法(如正弦PWM)優(yōu)越的多。SVPWM具有較高的DC總線利用和較低的諧波銅線損耗。對于給定的dc環(huán)路電壓輸出，SVPWM與正弦PWM饋送馬達相比，其3相馬達的功率輸出提高了16%。

所有應(yīng)用軟件由中斷服務(wù)程序(ISR)驅(qū)動。主碼(即本地環(huán))由TMS320C240外設(shè)初始化(例如鎖相環(huán)、看門狗、中斷控制和事件管理)組成。碼的其余部分由PWM-ISR組成。每50ms(20KHz)由事件管理的Timer1中的周期事件特征位調(diào)用ISR。

在d-q圖(見圖5)中需要精確定位基準電壓向量。其目標是以給定的速度ω和大小M在d-q圖中旋轉(zhuǎn)基準向量?？刂破鲝挠脩魝?cè)接收所需的基準速度ω。角速度ω由精確的頻率產(chǎn)生算法控制，此算法依賴于限定長度寄存器(在圖5中稱之為積分器)的模數(shù)特性。積分器的高8位用做256字正弦查找表的指針。到該寄存器的外加固定值(步長)導(dǎo)致8位指針以恒定速率循環(huán)查找正弦表。在結(jié)束限制時，指針簡單地循環(huán)并且對步長給出的下一個模值繼續(xù)同樣的運行。需要用Sine(a)數(shù)值把基準電壓向量分解為基準電壓向量所在區(qū)域的基本間隔向量。由于在6個區(qū)域中這種分解是相同的，所以只需要一個60°正弦查找表。為了完成一個循環(huán)(360°)，正弦表需循環(huán)查找6次。對于給定的步長，V*的角頻率(周/秒)由下式給出:

ω=(STEP×fs)/6×2m (1)

(1)式中fs是取樣頻率(20KHz，PWM頻率)，STEP是角步長增量，m是積分寄存器的位數(shù)。

對給定的PWM頻率(fs=20KHz)，STEP(=1)和m(16位)，其頻率分辨率為0.061Hz。因此，倒相器輸出頻率可控制在0.1Hz之內(nèi)。查找表的大小對合成正弦波的諧波失真也有一定的影響。一個256條目表用于60°范圍，其提供的角查找分辨率是60°/256=0.230。

基準電壓向量變換為一組專用開關(guān)變量a、b、c

3相電壓源倒相器可產(chǎn)生8個基本向量。圖5中示出8個基本向量的6個(V1，V2，V3，V4，V5和V6)。其他兩個向量V0和V7(零向量)在圖中未示出，它們對應(yīng)于開關(guān)變量的狀態(tài)0(000)和7(111)。為了產(chǎn)生一個任意的基準向量V*，需要對給定的基本向量進行時間平均。在給定區(qū)域中所希望的基準電壓向量V*可合成為兩個相鄰基本向量Vx和Vy的線性組合，它們與兩個零向量的任一個組合成幀區(qū)域。因此，基準向量可寫為:

V*=dxVx+dYVY+dzVz (2)

式中Vz是零向量，dx、dy和dz是PWM開關(guān)間隔內(nèi)狀態(tài)X、Y和Z的占空率。占空率相加必須是PWM周期的100%，即dx+dy+dz=1。

V*=Mvmaxeja=dxVx+dYVY+dzVz (3)

式中M為調(diào)制系數(shù)。

分解V*為其d-q分量，它可寫為:

解dx和dy，得到:

dx=Msin(60-a) (6)

dy=Msin(a) (7)

由于d-q基準幀可對照任何基本向量，所以這些方程可應(yīng)用在任何區(qū)域。這就是為什么在這種方法中只需要一個60°正弦查找表的原因。

對于一個特定的基準電壓V*，計算所需的PWM占空率dx、dy和dz之后，需要計算比較寄存器的合適的比較值。每個PWM周期(50ms)需要計算3個新的比較值(Ta，Tb和Tc)來產(chǎn)生開關(guān)圖形。

比較值Ta，Tb和Tc可寫為:

Ta＝(T-dx-dy)/2 (8)

Tb=dx+Ta (9)

Tc=T-Ta (10)

計算的比較值輸入PWM比較寄存器，而DSP控制器在下一個PWM周期開始時更新占空率。

用低成本的25齒鏈輪和霍爾傳感器獲得馬達速度信息。圖4示出與鏈輪有關(guān)的物理描述以及相關(guān)的角速率?？偯}沖率是25個脈沖/循環(huán)?；魻杺鞲衅鞯妮敵鲋苯铀偷紺240的Capture1輸入，在此可測量齒到齒周期(t2-t1)。為了降低抖動或周期波動，每檢測一個新脈沖，對最近的25個周期測量執(zhí)行平均。

一旦從一個平均算法求出一個“robust”(“健全的”)周期測量，則用倒相周期值計算角速率(頻率)。一個經(jīng)典的比例-積分(PI)可得到閉環(huán)速度控制。

功率因數(shù)校正

在很多行業(yè)中，功率因數(shù)校正日益重要起來。歐洲的IEC和美國的IEEE已從事開發(fā)離線設(shè)備中限制諧波電流的標準。

對很多新電子產(chǎn)品必須具有接近1的功率因數(shù)和無失真電流輸入波形。通常的AC-DC變換器采用簡單電容器的二極管橋整流器從ac線路汲取功率。在離線設(shè)備中的輸入電流波形用一個整流器/電容器輸入濾波器提供窄脈沖。因此，由于電流波形的高諧波失真,使得功率因數(shù)很不理想。

用著名的帶單電源開關(guān)的升壓拓撲結(jié)構(gòu)能改善輸入功率因數(shù)。電源開關(guān)控制能量流。當(dāng)開關(guān)接通時，電流建立在升壓電感器中，同時二極管保持關(guān)斷。當(dāng)電源開關(guān)斷開時，存在電感器中的能量經(jīng)二極管對dc線路電容器進行充電。另外可控制電感器電流跟蹤所想要的電壓。對于功率因數(shù)校正，通?？刂齐姼衅麟娏鞲櫿麟妷海虼薬c端電流將與ac線電壓同相。然而，基于正向饋電控制和電流測量的方法不是一種簡單的實現(xiàn)方法。測量整流器輸出電壓以得到輸入線電流的波形信息。全波整流線電壓饋送到模擬通道。輸入電壓用電阻分壓器調(diào)整。

另外測量dc線電容器電壓可獲得輸入電流大小的信息。同樣,用電阻分壓器把此電壓饋送到另一個模擬通道。

這兩個電壓確定升壓控制開關(guān)的工作占空率。占空率可寫為:

dactual=Krec×Vin×dmax

式中dactual是升壓電源開關(guān)的占空率，dmax是最大允許的占空率，krec是整流器輸出電壓傳感器的增益。

DC總線電壓電平確定最大允許占空率dmax。

經(jīng)典的PI方法可得到dmax。Vref取決于不同的應(yīng)用并且總是大于輸入線電壓的峰值。模/數(shù)變換同步于相應(yīng)功率因數(shù)校正的PWM通道。圖6示出不同控制環(huán)路的定時圖。

升壓變換器的大小遠遠小于各種無源濾波器?？梢灶A(yù)料，有效的功率因數(shù)校正將滿足將來各種嚴格的電源性能調(diào)整。

實驗

250W實驗板已被制作用來實現(xiàn)上面所提到的所有功能。帶風(fēng)扇的3相感應(yīng)馬達(1/3HP，4極)做為負載被連接到板上。輸入是標準的ac線電壓(115V，60Hz)。工作頻率在0～60Hz之間變化。3相倒相器和升壓變換器的功率開關(guān)用IRF840功率MOSFET。升壓電感器在150mH左右。軟件用匯編語言編寫，使用小于4KW的程序空間?？刂破鞯钠祥W存可存儲程序。

由20KHz SVPWM產(chǎn)生無失真相位電流。表1示出在不同工作頻率下的功率因數(shù)電平。

檢測電流波形的某種失真。升壓電感器在較高的工作頻率會處于飽和狀態(tài)而導(dǎo)致電流失真。然而，馬達相位電流和線到線電壓完全是無失真的。

軟啟動特性也包含在軟件中。在啟動期間驅(qū)動以預(yù)先確定的速率斜波上升。通過斜波上升或下降曲線，進行速度指令的突然改變。

表2列出對于不同軟件模塊的DSP帶寬的使用率。很顯然，多功能整合不能利用DSP帶寬的100%，因此，更先進的算法可實現(xiàn)應(yīng)用要求。

表1 用升壓拓撲結(jié)構(gòu)改善功率因數(shù)校正

表2 DSP帶寬的使用率

結(jié)語

新型低成本DSP控制器正在成為成本敏感應(yīng)用的一種有前途的選擇方案。這些控制器具有足夠的帶寬并集成有片上功率電子設(shè)備的外設(shè)以實現(xiàn)馬達驅(qū)動的多種功能。集成的多功能減少了系統(tǒng)元件數(shù)并加快了產(chǎn)品上市。